一种设备、电子装置及控制电流模式调节器的方法与流程

本发明涉及调节器领域，尤其涉及一种设备、电子装置及控制电流模式调节器的方法。

背景技术：

在电池充电器系统中，可取决于操作条件来对于多个操作模式中的每一个包括多个控制环路。可提供第一模式以控制输出电压，可提供第二模式以控制电池充电电流，且可提供额外模式以控制输入电流或输入电压中的一个。电池充电器系统可并入有转换器，可根据降压式转换器、升压式转换器或降压-升压式转换器来实施转换器。每一操作模式适用于该等转换器类型中的一个。为控制环路中的每一个提供环路补偿以在提供足够的瞬态速度时维持稳定性。在给定时间仅一个控制环路模式在作用中，其中系统响应于操作条件的对应改变而在不同操作模式之间改变。

比例及积分补偿器在控制系统中是常用的。可根据稳定性与负载瞬态速度之间的取舍来设定比例补偿器及积分补偿器两者的增益。举例而言，高增益可提供对输出负载瞬态的极快速响应，但亦可能引起控制系统的不稳定性，而低增益可提供较大稳定性，但提供对负载瞬态的不充分回应。在电池充电器组态中，当在操作模式之间改变时，应用于比例补偿器及积分补偿器的误差信号可能改变。若比例增益过高，则其在从一个控制环路切换至另一控制环路时可能引起“颤动(chatter)”。颤动问题，即系统在多个操作模式之间弹动，从而导致系统不稳定性。可限制比例增益以避免颤动问题，但可能导致不充分的瞬态响应。

技术实现要素：

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种设备、电子装置及控制电流模 式调节器的方法，解决了控制环路切换时的颤动问题。

依据本发明的一个方面，提供了一种设备，包含：一比例增益电路，其将一比例增益应用于一误差信号以提供一比例增益信号；一积分增益电路，其将一积分增益应用于该误差信号以提供一积分增益信号；一限制电路，其提供一受限比例增益信号，该受限比例增益信号追随该比例增益信号升至一量值，且当该比例增益信号的一量值大于该量值时，应用一限制函数以将该受限比例增益信号限制于该量值；一增益提升器电路，其在应用该限制函数的同时，使至少该积分增益信号的增益增大；及一组合器，其组合该受限比例增益信号与该积分增益信号，以在控制该调节器之操作的一控制节点上提供一控制信号。

依据本发明的再一个方面，提供了一种电子装置，其包含：一系统负载；一输入节点，其用于接收一转接器电压且用于产生一输入电压；一电池节点，其用于接收一电池电压；一调节器，其耦接至该输入节点及该电池节点，且将一输出电压提供至该系统负载，该调节器包含：一转换器，其基于一脉冲控制信号来将该输入电压转换成该输出电压；一环路选择器，其监测包括一输入电压误差、一输出电压误差、一输入电流误差及一电池电流误差的多个环路误差信号，且选择该多个环路误差信号中之一个以提供一所选误差信号。

依据本发明的一个方面，提供了一种控制电流模式调节器的方法，其包含：将一比例增益应用于一误差信号以提供一比例增益信号；将一限制函数应用于该比例增益信号以提供一受限比例增益信号，该受限比例增益信号追随该比例增益信号升至一量值，且接着当该比例增益信号大于该量值时限于该量值；将一积分增益应用于该误差信号以提供一积分增益信号；在应用该限制函数的同时，使至少该积分增益信号的增益增大以提供一经放大积分增益信号；及组合该受限比例增益信号与该经放大积分增益信号，以提供控制该电流模式调节器的操作的一控制信号。

本发明的实施例的有益效果是：

本发明通过限制比例补偿器增益，且在限制条件期间使比例补偿器增益及积分补偿器增益中的一个或两个增大。以此方式，调节器达成快速瞬态响应，同时在不同控制模式之间切换时避免模式振荡或颤动来允许平滑模式转变。

附图说明

图1为包括根据本发明的一个具体实例所实施的调节器的电子装置的简化方块图；

图2为根据一个具体实例的图1的调节器的更详细示意性方块图，其中调节器耦接在功率转接器与系统负载之间且进一步耦接至电池；

图3为说明根据本发明的一个具体实例的可使用于图2的电流模式控制器内以基于误差电压VERR来产生控制电压VC之补偿系统的方块图；

图4为说明图3的补偿系统的响应于所选环路误差信号的大步阶增大而产生控制电压的转移特性的简化图表的集合；

图5为说明根据一个具体实例的实施图3的补偿系统以基于所选环路误差信号来产生控制电压的补偿电路的示意性方块图；

图6为说明根据本发明的另一具体实例的可由图2的电流模式控制器用来基于所选环路误差信号来产生控制电压的补偿系统的方块图；

图7为说明根据一个具体实例的实施图6的补偿系统以基于所选环路误差信号来产生控制电压的补偿电路的示意性方块图；且

图8为说明本文所描述的各种具体实例的操作的流程图。

具体实施方式

下面将参照附图更详细地描述本发明的示例性实施例。虽然附图中显示了本发明的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本发明而不应被这里阐述的实施例所限制。相反，提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本发明，并且能够将本发明的范围完整的传达给本领域的技术人员。

本申请案主张2015年6月1日申请的美国临时专利申请案第62/169，189号、2015年9月11日申请的美国临时专利申请案第62/217，237号及2015年9月17日申请的美国临时专利申请案第62/219，764号的权益，该等美国临时专利申请案全部出于所有意图及目的而特此以全文引用的方式并入。

如本文所描述的具有高速非线性补偿的调节器限制比例补偿器增益，且在限制条件期间使比例补偿器增益及积分补偿器增益中的一个或两个增大。以此方式，调节器达成快速瞬态响应，同时在不同控制模式之间切换时避免模式振 荡或颤动来允许平滑模式转变。

图1为包括根据本发明的一个具体实例所实施的调节器111的电子装置109的简化方块图。调节器111并入有电池充电器功能用于为可再充电电池119充电。在101处展示的AC线路电压提供至功率转接器103的输入，功率转接器103将AC电压转换成DC转接器电压VA。VA的电压位准及功率转接器103的电流容量应适合于将充足的功率提供至电子装置109。涵盖许多不同类型的电子装置。调节器111包括高速非线性补偿，高速非线性补偿限制比例补偿器增益，且在限制条件期间使比例补偿器增益及积分补偿器增益中的一个或两个增大。以此方式，调节器111达成快速瞬态响应，同时在不同控制模式之间切换时避免模式振荡或颤动来允许平滑模式转变。

VA展示为通过适合的连接105提供至调节器111的输入，调节器111将输出电压VO提供至系统负载113。可再充电电池119将电池电压VB提供至功率接口的另一输入用于当功率转接器103不可用时产生VO。在一些组态中，调节器111可允许来自电池119的电流补充来自功率转接器103的电流，以在高负载条件期间使输出电流增大。电池119及系统负载113展示为被引至接地(GND)，其中应理解，GND为参考节点，该参考节点通常表示任何适合的正或负电压位准和/或多个接地类型，例如电力接地、信号接地、模拟接地、底盘接地等。

电子装置109可为任何类型的电子装置，包括行动、携带型或手持型装置，例如任何类型的个人数字助理(PDA)、个人计算机(PC)、携带型计算机、膝上型计算机等、蜂巢式电话、个人媒体装置等。电子装置109的主要功能由系统负载113执行，系统负载113可包括一或多个不同的系统负载组件。在所说明的具体实例中，系统负载113包括中央处理单元(CPU)或处理器115，例如微处理器或控制器或其类似者，其耦接至通常用于电子装置的任何类型的内存117的任何组合，例如各种类型及组态的随机存取内存(RAM)、只读存储器(ROM)及其类似者。

图2为根据一个具体实例的调节器111的更详细示意性方块图，其中调节器111耦接在功率转接器103与系统负载113之间，且进一步耦接至电池119。转接器电压VA展示为经由包括输入电感器LA及电阻器RA的转接器接口202 提供至输入节点204，从而产生输入电压VIN。RA及LA并不为实体装置，而替代地表示在功率转接器103与调节器111之间的连接105的寄生电阻及电感。所感测版本的VIN(展示为VINS)被提供至环路选择器211。电流侦测器201侦测输入转接器电流IA且将电流感测信号IAS提供至环路选择器211。输入电阻器RI及输入电容器CI串联地耦接在输入节点204与GND之间。输入节点204耦接至电子开关Q1的一个电流端子，输入节点204的另一电流端子耦接至相位节点206，且其控制端子接收脉宽调变(PWM)信号或以其他方式由PWM信号控制。PWM为经由反相器203提供以控制另一电子开关Q2的控制端子的脉冲控制信号，PWM使其第一电流端子耦接至相位节点206且使其第二电流端子耦接至GND。PWM信号由电流模式控制器209提供。

相位节点206耦接至输出电感器LO的一端，相位节点206使其另一端耦接至电阻器RL的一端。电阻器RL并非实体电阻器，而替代地表示输出电感器LO的内部寄生阻抗。电阻器RL的另一端(即输出电感器LO的另一端)耦接至输出节点208，从而产生提供至系统负载113的输出电压VO。所感测版本的VO(展示为VOS)提供至环路选择器211。电流侦测器205感测流过输出电感器LO的电感器电流IL，且将电流感测信号ILS提供至电流模式控制器209。输出电容器CO耦接在输出节点208与GND之间。电阻器RO(与输出电容器CO串联地展示)并非实体电阻器，而替代地表示输出电容器CO的等效串联电阻(ESR)或寄生电阻。开关Q1及Q2、电感器LO及电容器CO共同地形成基于PWM将VIN转换成VO的转换器。另一电子开关Q3使一个电流端子耦接至输出节点208且使另一电流端子耦接至电池119的正端。电池119与电子开关Q3之间的连接包含电池节点210。电池119的负端耦接至GND。电阻器RB(与电池119串联地展示)并非实体电阻器，而替代地表示电池119的内部电阻。另一电流侦测器207感测电池电流IB，且将电池电流感测信号IBS提供至环路选择器211。环路选择器211将误差信号VERR提供至电流模式控制器209的另一输入，如下文更详细地描述，误差信号VERR系从若干可能的误差信号当中选择。

在一般操作中，电流模式控制器209监测误差信号VERR及电感器电流IL，且产生PWM信号以控制调节器111的切换。当PWM判定为高时，开启 Q1且关断Q2以将VIN施加至电感器LO以使从输入至输出流过电感器LO的电流增大。当PWM判定为低时，关断Q1且开启Q2以在周期的其余时间内终止功率相位。对于PWM的依序周期，操作以此方式重复。电流模式控制器209亦控制电子开关Q3以控制电池电流IB。可在低位准开启电子开关Q3以为经深入地放电的电池119进行涓流充电，可在线性模式中操作电子开关Q3以控制电池充电，且可当电池119充满电时完全关断电子开关Q3。又，可完全开启电子开关Q3，以诸如当功率转接器103未连接时使电池放电至系统负载113中。

环路选择器211判定参数、VO(调节器输出电压)、VIN(限制转接器输入电压)、IA(转接器输入电流)或IB(电池充电电流)中的哪个用以产生被提供至电流模式控制器209的错误信号VERR以控制环路。在一个具体实例中，为信号VIN、VO、IA及IB中的每一个产生环路误差信号，且环路选择器211将环路误差信号中的一个选择为用于控制环路的VERR。另外，环路选择器211可在环路误差信号中的每一个之间切换，环路误差信号中的每一个对应于用于多个操作控制模式中的每一个的单独控制环路中的每一个。需要在控制模式之间快速切换，而在模式之间不产生颤动，且不会产生环路的对应不稳定性。

尽管图2中展示的调节器111的示意性方块图展示充足的细节，但应理解，该图为简化图，其中许多细节因为对于本发明的具体实例的完全及完整理解并非必要而未展示。举例而言，可将PWM信号提供至驱动器电路(图中未示)，驱动器电路接着驱动电子开关Q1及Q2的闸极，如由PWM信号控制。当PWM高时，开启Q1且关断Q2，且当PWM低时，开启Q2同时关断Q1(如由反相器203以简化方式表示)。实施驱动器电路以确保在切换期间不会同时开启Q1及Q2。且涵盖不连续传导模式(DCM)，其中Q1及Q2两者在某些操作条件(诸如低负载条件)期间在PWM周期的一部分期间皆关断。

电流模式控制器209使用VERR及IL来产生PWM信号以根据电流模式控制来控制环路，如由本领域技术人员理解。VERR表示所选参数(例如VO(调节器输出电压)、VIN(限制转接器输入电压)、IA(限制转接器输入电流)及IB(电池充电电流)中的一个)的误差的相对量，且电流模式控制器209 相应地调整PWM信号的工作周期以控制电感器电流IL。

电子开关Q1至Q3各自表示为场效晶体管(FET)或MOS晶体管或其类似者，但涵盖替代性晶体管或开关组态及实施。电子开关Q1及Q2以简化降压组态展示，但可取决于相对电压位准而操作为或以其他方式组态为降压式转换器、降压-升压式转换器及/或升压式转换器。电流侦测器201、205及207可使用简单感测装置(例如电阻器或电感装置(电感器或变压器)或其类似者)来组态，或可使用其他电流感测方法。

图3为根据本发明的一个具体实例的说明可使用于电流模式控制器209内以基于误差电压VERR来产生控制电压VC的补偿系统300的方块图。尽管未具体展示，但各种方法可用以将VC转换成PWM，如由本领域技术人员所理解。作为一实例，可使用具有提供PWM的输出的比较器电路来比较VC与振荡信号(三角波形、锯齿波形等)。比较器电路实施有迟滞，用于实施磁滞类型控制器。VERR应用于具有比例增益KP的比例增益电路301的输入，且应用于具有积分增益KI1/s的积分增益电路303的输入，其中“s”指示s域或复合频域。比例增益电路301的输出提供被提供至限制电路305的输入及加法器307的正输入的比例增益信号。限制电路305接收比例增益信号，且将受限比例增益信号提供至求和电路309的一个输入及加法器307的负输入。加法器307的输出提供限制信号LIM，限制信号LIM提供至增益提升器电路311的输入。在此情况下，增益提升器电路311为具有积分增益KI2/s的另一积分增益电路。积分增益电路303的输出提供积分增益信号，且增益提升器电路311的输出提供额外或提升积分增益信号。积分增益电路303及311的输出被提供至另一求和电路313的各别输入，求和电路313的输出被提供至求和电路309的另一输入。求和电路309的输出提供控制信号VC。

增益电路301、303及311各自将各别增益因子或函数应用于其输入以产生其输出。限制电路305的输出通常追随其输入升至高预定限制VLIMH或降至低预定限制VLIML。预定限制表示受限比例增益信号的预定最大量值。当受限比例增益信号有效地被箝位在约VLIMH时，比例增益信号可能上升至超过VLIMH，或当受限比例增益信号有效地被箝位在约VLIML时，比例增益信号可能下降至低于VLIML。当在比例增益信号与受限比例增益信号之间产 生差异时，限制电路将应用限制函数以对受限比例增益信号的电压进行箝位。加法器307从增益电路301的输出减去限制电路305的输出以产生LIM信号。在此情况下，LIM信号为具有追随比例增益信号与受限比例增益信号之间的差的量值的比例限制信号。求和电路309及313通常作为将应用于输入的信号相加以产生其输出的组合器而操作。

图4为说明图3的补偿系统300的响应于VERR的大步阶增大而产生VC之转移特性的简化图表的集合。下部图表描绘VERR的步阶增大，且上部图表说明补偿系统300的响应于VERR的步阶增大而产生呈三个不同组态的VC的转移特性。应注意，VERR的大步阶增大可归因于输出负载的大增加，或可归因于从一个操作模式至另一操作模式的切换。举例而言，当大负载步阶瞬变引起输入电压相当大下降或输入电流的涌动时，调节器111可调节输出电压VO。环路选择器211可切换以调节输入电压来防止输入电压下降得过低，或调节输入电流以防止输入电流上升至超过功率转接器103的最大电流输出。

第一组态由曲线401说明，曲线401描绘不具有限制电路305且不具有增益提升器电路311(例如，具有短接在一起的限制电路305及311中的每一个的各别输入及输出)的转移特性。因此，曲线401仅描绘由求和电路309求和在一起的比例增益电路301及积分增益电路303的效果。在此情况下，对VERR的大步阶增大的响应快速且对于大量值是强烈的。此组态的一益处为对VERR的大改变的极快速瞬态响应。此组态的一问题为当从一个操作模式切换至另一操作模式时，强烈且快速的响应可能引起不同操作模式之间的不稳定性及颤动。

第二组态由曲线403说明，曲线403描绘比例增益电路301、积分增益电路303及限制电路305用以产生VC的转移特性。此情况类似于第一组态，惟添加限制电路305以限制补偿器的回应除外。在此情况下，对VERR的步阶增大的响应系快速的，但振幅由限制电路305限制为VLIMH从而使得响应并不特别强烈。此组态的一益处为稳定性，实质上消除了颤动及不稳定性。此组态的一问题为大量误差信息由限制电路305剥除，从而使得回应较慢且较不准确。

第三组态由曲线405说明，其中包括全部电路及相应功能(包括增益提升器电路311)。也就是说，增益电路301、303及311及限制电路305促成输出 VC。此情况适用于VERR的强烈和/或快速改变。在此情况下，初始回应类似于第二组态，其中限制电路305基于VLIMH而使对VERR的步阶增大的初始回应减小。然而，差分横跨限制电路305呈现，差分由加法器307侦测到以产生被提供至增益提升器电路311的输入的LIM。LIM信号系基于比例增益电路301的非受限输出，其应用于第二增益提升器电路311以有效地使补偿系统300的积分响应加速。如所展示，VC比受限组态(曲线403)更快速地上升，从而最终达到第一组态的回应。此组态提供两个益处，其中有效地消除了颤动且显著地减小了不稳定性，以提供足够快速且准确的响应。

应注意，对于VERR的小和/或缓慢的改变，可不执行由限制电路305执行的限制函数，以使得将额外增益提升器电路311的效果从电路移除。因此，仅具有比例增益电路301及积分增益电路303的操作的第一组态仍适用于控制环路的小或缓慢的改变。只要VERR的改变快速或强烈，限制电路305即执行其限制函数且将LIM信号应用于增益提升器电路311的输入以使积分响应加速。

尽管未明确地展示，但响应实质上在负方向中类似，诸如响应于VERR的大步阶减小。此类大步阶减小亦在非受限情况中引起不稳定性。仅限制情况实质上消除不稳定性，但导致缓慢回应。限制加增益组态减小或以其他方式消除不稳定性，同时亦提供足够快速且准确的响应。

图5为说明根据一个具体实例的实施图3的补偿系统300以产生控制电压的补偿电路500的示意性方块图。模式选择器501监测用于对应控制环路中的每一个的误差信号中的每一个，以判定由2位模式输出(展示为模式[1:0]信号)指示的操作模式。可将模式选择器501提供于环路选择器211内用于在多个误差信号当中进行选择，以将所选误差信号VERR提供至电流模式控制器209。亦可将模式[1:0]信号提供至电流模式控制器209用于调整一或多个增益因子，如本文中进一步描述。

第一模式用于通过基于对应输出电压误差VO_ERR(第一环路误差信号)来调节输出电压VO以控制环路。当电池119并不存在或并未完全地充电时，且当负载在正常操作限制内时，此模式用于正常操作。在此情况下，参考电压与指示VO的回馈信号(或VO自身)相比较，且误差信号VO_ERR指示VO 相对于预定参考位准的偏差。

第二模式用于通过根据预定电池充电功能来调节电池电流IB以产生电池电流误差IB_ERR(第二环路误差信号)来控制环路。当电池119连接且进行充电且负载在正常操作限制内时，此模式亦用于正常操作。在此情况下，电池119的电压驱动输出电压VO，且环路根据充电功能来调节电池充电电流IB。举例而言，可以线性方式控制开关Q3以根据特定充电电流位准或根据特定充电功能来控制充电电流。

第三模式用于控制环路以将输入电流限制为提供输入错误信号IA_ERR(第三环路错误信号)的预定最大位准IA_MAX。若IA_ERR变得足够高，则输入电流可能超出功率转接器103的电流限制，从而使得必须控制输入电流以防止因过度电流对功率转接器103造成损坏。在一个具体实例中，转接器电流限制已知，且若输入电流IA开始接近或超出电流限制IA_MAX，则IA_ERR变得高，且选择IA_ERR以控制环路。

第四模式用于控制环路以防止输入电压下降至低于提供输入电压误差VIN_ERR(第四环路误差信号)的预定低位准VIN_MIN。若输入电压VIN变得过低，从而指示功率转接器103的电压可能过低，则可调节输入电压VIN，以确保输入电压VIN不会下降至低于预定低位准VIN_MIN。在一些情况下，模式选择器501侦测指示功率转接器103过载的过高输入电流或过低输入电压中的一个或两个。较大的误差参数用以控制环路，以通常保护功率转接器103及电子装置109。

综上所述，模式选择器501监测不同操作参数的相对误差，且判定需要哪些参数来控制环路以达成所要结果。模式选择器501相应地判定模式[1:0]信号。举例而言，模式[1:0]＝00b代表选择VO_ERR用于调节输出电压VO，模式[1:0]＝01b代表选择IB_ERR用于调节电池电流IB，模式[1:0]＝10b代表选择IA_ERR用于调节输入电流IA，且模式MODE[1:0]＝11b代表选择VIN_ERR用于调整输入电压VIN，其中随附「b」指示二进制值。在所说明的具体实例中，误差信号VO_ERR、IB_ERR、IA_ERR及VIN_ERR中的每一个被提供为电压信号，其中一个电压信号被选择为电压误差信号VERR。涵盖替代性组态，诸如电流误差信号或其类似者。

将模式[1:0]信号提供至选择逻辑503的控制输入，以选择误差信号VO_ERR、IB_ERR、IA_ERR及VIN_ERR中的一个用于控制环路。可以诸如多任务器(MUX)的任何适合的方式实施选择逻辑503。所选误差信号为输出，如被提供至电流模式控制器209的VERR。将VERR提供至电流模式控制器209内的误差放大器505的一个输入(例如，负或反相输入)，电流模式控制器209的另一输入(例如，正或非反相输入)耦接至GND。在此具体实例中，误差放大器505组态为具有通常表示为“GM”的跨导增益的跨导放大器。基于模式[1:0]信号来取决于选择了哪一操作模式而将误差放大器505的增益调整为四个对应增益GM1(模式[1:0]＝00b)、GM2(模式[1:0]＝01b)、GM3(模式[1:0]＝10b)及GM4(模式[1:0]＝11b)。误差放大器505将VERR转换成具有基于VERR及所选增益的量值的误差电流IERR。

IERR经由串联电阻器R1及R2及串联电容器C2提供至GND。包括电阻器R1及R2用于输入电流及输入电压调节模式。反相切换电路507在输出电压或电池电流调节模式中绕过(短接)电阻器R1，以使得仅R2用于此等模式。模式[1]为模式[1:0]的最高有效位，最高有效位对于输入电流及输入电压调节模式为零(或0b)。当模式[1]＝0b时对于输入电流及输入电压调节模式闭合反相切换电路507(以绕过R1)，且对于输出电压或电池电流调节模式另外断开反相切换电路507(R1加R2)。

应用于电容器C2的IERR实施积分增益电路303的功能，其中在积分节点508上产生的电容器C2的电压提供至缓冲器放大器511的正输入。缓冲器放大器511的输出耦接至经缓冲积分节点516，积分节点516亦耦接至缓冲器放大器511的负输入。I经由电阻器R1及R2(或当闭合反相切换电路507时仅经由R2)施加的ERR实施比例增益电路301之功能，其中在求和节点510上产生之电压施加至缓冲器放大器513的正输入。缓冲器放大器513的输出耦接至经缓冲求和节点514，求和节点514亦耦接至缓冲器放大器513的负输入。电阻器R3耦接在节点514与输出节点518之间，从而产生控制电压VC。缓冲器放大器511及513通常经组态为具有单位增益的电压追随器，但可使用不同增益因子。

节点518进一步耦接至二极管515的阳极，二极管515的阴极耦接至产生 上限电压VLIMH的电压源517的正端。电压源517的负端在节点516处耦接至缓冲器放大器511的输出。进一步地，节点518耦接至二极管521的阴极，二极管521的阳极耦接至产生下限电压VLIMH的电压源523的负端。电压源523的正端在节点516处耦接至缓冲器放大器511的输出。

另一跨导放大器519使其正输入耦接至求和节点510，使其负输入耦接至控制节点518，且其输出将对应电流提供至积分节点508。跨导放大器519基于节点510(非受限比例增益)的电压与节点518(受限比例增益)的电压之间的差而在其输出处产生电流，将该电压差乘以其跨导增益(模拟增益KI2)，且产生至电容器C2的对应电流。

产生流动至电容器C2中的电流IERR的跨导放大器519执行积分增益电路303的功能，以在节点508上产生积分增益电压。此电压由缓冲器放大器511缓冲，且经判定于节点516上。因为电阻器R1及R2与电容器C2串联地耦接，所以比例及积分增益在求和节点510上相加至一起。缓冲器放大器513将此电压缓冲至节点514上，节点514为经组合的积分及非受限增益。

二极管515及521以及电压源517及523为共同地执行限制电路305的功能的箝位电路。在此情况下，当与节点516的电压(经组合比例及积分增益)有关的VC之电压上升至超过VLIMH时，二极管515对VLIMH处的VC进行箝位，使之超过节点516的电压。因为节点516的电压为积分增益，所以二极管515及电压源517限制比例增益以防止节点518与节点516之间的电压显著地超出VLIMH。进一步地，当与节点516的电压有关的VC的电压下降至低于VLIML时，二极管521对VLIMH处的VC进行箝位，使之低于节点516的电压。因此，二极管521及电压源523形成负限制电压箝位。也就是说，限制函数防止节点518上的电压VC显著地上升至超过节点516的电压加VLIMH，且防止VC显著地下降至至低于节点516的电压减VLIML。以此方式，比例增益部分受到限制函数限制。取决于电路实施，VLIMH与VLIML的量值可为相同的，或可为不同的。电阻器R3使非受限比例增益信号与受限比例增益信号隔离。

将其输出电流提供至电容器C2的跨导放大器519执行加法器307及增益提升器电路311的集体功能，以在限制函数期间使积分增益增大。当VC的电 压在与节点516的电压有关的比例增益限制VLIMH及VLIML内时，节点510与518的电压实质上相等，以使得跨导放大器519并不输出相当大的电流，且因此并不贡献于积分增益。当节点510的电压超过节点518处的起因于嵌位(VLIMH)的VC的电压时，跨导放大器519提供与电压差成比例的电流，以使正积分增益增大。当节点510的电压下降至低于起因于负方向中的嵌位(VLIML)的VC的电压时，跨导放大器519提供与电压差成比例的电流，以使负积分增益增大。

在补偿电路500的操作中，环路选择器211接收信号VIN、IA、VO及IB(或环路选择器211之所感测版本)，产生误差信号VO_ERR、IB_ERR、IA_ERR及VIN_ERR中的每一个，且控制模式选择器501以基于所选操作模式而提供模式[1:0]信号。模式[1:0]控制选择逻辑503以将误差信号VO_ERR、IB_ERR、IA_ERR及VIN_ERR中之一者选择为用于控制环路的所选误差信号VERR。模式[1:0]信号亦基于所选操作模式而调整误差放大器505的增益(增益GM1至GM4中的一个)。误差放大器505基于VERR及所选增益来驱动IERR，以在节点510上产生电压，该电压经缓冲(且可能受限)以在节点518上产生控制电压VC以控制环路。

当VERR的改变相对缓慢时，则节点518上的电压保持在节点516上的电压的VLIMH及VLIML内，以使得跨导放大器519并不显著地贡献于应用于VC的增益。响应于VERR的快速改变引起对VLIMH或VLIML限制函数的应用，将电压差施加至跨导放大器519的输入，从而使得积分增益的增大对VERR的改变作出补偿。就是说，回应于如图4中展示的步阶增大函数，节点514的电压跳变超过节点516的电压，比其高了超过VLIMH，其中二极管515经正向偏压以对VC进行箝位。跨导放大器519通过将电流驱动至电容器C2中以使节点516的电压增大来使正积分增益增大。随着节点516的电压归因于IERR的促成及施加至电容器C2的跨导放大器519的输出而上升，电压上升较快速，诸如由图4中的曲线405展示。以类似方式，负方向中的VERR的快速减小使得节点514的电压调变低于节点516的电压，比其低了超过VLIML。该快速减小使二极管521正向偏压，以启动负限制函数。负限制函数使得施加至跨导放大器519的输入的电压差通过将电流从电容器C2拉回以使节点516 的电压减小而使负积分增益增大。

测试结果已展示，当移除了由二极管515及521、电压源517及523以及跨导放大器519执行的限制及增益函数的效果时，补偿电路500响应于VERR的大步阶改变而展现相当大的振荡，振荡导致系统中的大量颤动及不稳定性。当添加包括二极管515及521以及电压源517及523的限制电路而跨导放大器519并不包括于补偿电路500中时，测试结果说明相对缓慢的响应，其中输出电压VO显著地改变(负或正)且转接器电流IA缓慢地回应。尽管藉由添加限制函数已几乎消除了振荡，但VC及IA的延迟以及VO的输出电压下降系不利的。最后，当包括全部的限制函数(包括二极管515及521及电压源517及523)及额外积分增益(跨导放大器519)时，测试结果显示对于VC、VO及IA之相对快速响应，而无需对输出电压VO作出相当大的改变。以此方式，完整补偿电路500提供高速非线性补偿以改良调节器111的总体回应。

图6为说明根据本发明的另一具体实例的可由电流模式控制器209使用以基于误差电压VERR产生控制电压VC之补偿系统600的方块图。将VERR提供至具有增益KE1的第一增益电路601的输入，且提供至具有第二增益KE2的提升增益电路(booster gain circuit)603的输入。增益电路601的输出被提供至MUX 605的一个输入(或逻辑「0」输入)。提升增益电路603的输出被提供至MUX 605的逻辑“1”输入。MUX 605的输出被提供至比例增益电路301及积分增益电路303。比例增益电路301的输出被提供至限制电路305的输入，限制电路305的一输出以与补偿系统300类似的方式将受限比例增益信号提供至求和电路309的一个输入。积分增益电路303的输出将积分增益信号提供至求和电路309的另一输入，求和电路309的输出提供控制电压VC。

限制电路305通过将受限比例信号限制为VLIML或VLIMH来以实质上类似方式操作，惟当应用限制条件时，限制电路305向MUX 605的控制输入判定限制信号LIM除外。在此情况下，LIM信号为指示是否正应用限制函数的逻辑或二进制类型信号。当LIM低从而指示并未应用限制函数时，选择具有增益KE1的增益电路601，且当LIM高从而指示应用来限制函数时，选择具有增益KE2的提升增益电路603。在一个具体实例中，KE2>KE1以使得KE2表示在限制函数期间增大或提升的增益。

补偿系统600的操作类似于补偿系统300的操作。在对于VERR相对缓慢或小的改变的正常操作期间，限制电路305并不执行限制函数，且LIM低。因此，将VERR应用于应用第一增益KE1的第一增益电路601，且以先前所描述的类似方式将结果应用于增益电路301及303。对于VERR使得限制电路305应用限制函数的强烈和/或快速的改变，LIM被判定为高。当LIM被判定为高时，MUX 605选择第二增益电路603以使增益增大至KE2。在此情况下，增大的增益应用于比例增益KP及积分增益KI1/s。额外增益使控制环路回应加速且改良效能。

图6的补偿系统600的响应于VERR的步阶增大而产生VC的转移特性实质上与图4中展示的步阶增大相同。如图4中展示，下部图表描绘VERR的步阶增大，且上部图表说明补偿系统600的产生呈三个不同组态的VC的转移特性。尽管未明确地展示，但操作类似于如先前所描述在负方向中VERR的大步阶减小。

第一曲线401说明移除或以其他方式绕过限制电路305且仅应用第一增益电路601的第一增益KE1的情况。如由曲线401展示，响应系强烈且快速的，从而潜在地响应于VERR的大步阶增大而导致大的颤动及不稳定性。第二曲线403说明提供限制电路305，但并未应用第二增益电路603的额外增益KE2(例如，仅应用较低增益KE1)的情况。如由曲线403展示，响应是无声的，从而提供缓慢及几乎无响应的环路。尽管可实质上消除颤动，但环路响应缓慢，且不能足够地响应于快速负载瞬变。

第三曲线405说明限制电路305及第二增益电路603两者(如由MUX 605选择)回应于VERR的大步阶增大而在作用中的情况。如由曲线405展示，初始响应由限制电路305响应于VERR而加以限制。限制电路305使初始响应无声，且判定LIM，以使得选择第二增益电路603且将较大增益KE2应用于比例增益KP及积分增益KI1/s。在此情况下，由KE2应用的额外增益使比例及积分响应相对快速地加速，从而导致对负载瞬变或模式改变的较佳响应。部分地使初始响应无声以防止不稳定性及颤动，但初始响应接着足够快速地变得强烈，以更准确地响应于负载步阶或模式改变。

图7为说明根据一个具体实例的实施图6的补偿系统600以产生控制电压 的补偿电路700的示意性方块图。补偿电路700类似于补偿电路500，其中执行类似功能的类似装置采用相同的参考数字。如所展示，分别包括且耦接以下各者来以实质上类似方式操作：产生模式[1:0]信号的模式选择器501、用于将模式误差信号VO_ERR、IB_ERR、IA_ERR及VIN_ERR中的一个选择为VERR的选择逻辑503、串联地耦接在求和节点510与积分节点508之间的电阻器R1及R2、耦接在节点508与GND之间的电容器C2、用于选择性地绕过R1的反相切换电路507、将经缓冲积分节点516驱动为积分节点508的电压的经缓冲版本的缓冲器放大器511、具有来自求和节点510的输入且驱动经缓冲求和节点514的缓冲器放大器513、耦接在节点514与节点518之间的电阻器R3，以及包括二极管515及521以及电压源517及523从而产生VLIMH及VLIML的限制电路。

在此情况下，跨导放大器519由限制侦测器719取代，限制侦测器将LIM作为逻辑或二进制限制信号应用于跨导放大器705的增益输入，跨导放大器705取代误差放大器505。限制侦测器719具有耦接至节点514及518的输入及提供LIM信号的输出。限制侦测器719侦测节点518的电压何时受与节点514有关的限制电路限制，且当应用限制函数(正或负)时，限制侦测器719判定LIM。误差放大器705以类似方式操作，以基于VERR而产生误差电流IERR，其中IERR经由电阻器R1(除非被绕过)及R2以及电容器C2被注入至节点510中。当并未判定LIM时，误差放大器705与误差放大器505同样操作，其中取决于由模式[1:0]信号指示之所选模式，用于对应操作控制模式的增益GM1至GM4实质上相同，如先前所描述。然而，当判定了LIM从而指示限制函数在作用中时，额外增益因子GME由误差放大器705添加以提升IERR的量值。

就是说，在第一模式(模式[1:0]＝00b)中，当判定LIM从而指示应用限制函数时，正常增益为GM1，且新增益为GM1+GME。类似地，在第二模式(模式[1:0]＝01b)中，当判定LIM时，正常增益为GM2且新增益为GM2+GME，在第三模式(模式[1:0]＝10b)中，当判定LIM时，正常增益为GM3且新增益为GM3+GME，在第四模式(模式[1:0]＝11b)中，当判定LIM时，正常增益为GM4且新增益为GM4+GME。误差放大器705当在限制条件期 间判定LIM时提升增益函数的操作实施第一增益电路601及第二增益电路603及图6的MUX 605的功能。所添加增益GME在应用限制函数时实施(相对于KE1)较大增益因子KE2的添加。应注意，因为添加GME以在限制条件期间提升IERR的量值，所以所添加增益适用于由为电容器C2充电的IERR实施的积分增益因子及由流动通过电阻器R1及R2中的一个或两个的IERR实施的比例增益因子。添加增益以提升节点510的电压。

补偿电路700的操作类似于补偿电路500的操作。即，环路选择器211接收信号VIN、IA、VO及IB(或环路选择器211之所感测版本)，产生误差信号VO_ERR、IB_ERR、IA_ERR及VIN_ERR中的每一个，且控制模式选择器501以基于所选操作模式而提供模式[1:0]信号。模式[1:0]控制选择逻辑503，以将误差信号VO_ERR、IB_ERR、IA_ERR及VIN_ERR中的一个选择为所选误差信号VERR用于控制环路。模式[1:0]信号亦基于所选操作模式来调整误差放大器705的增益。然而，在此情况下，误差放大器705的增益在LIM低时为增益GM1至GM4中的一个，或在LIM高时为增益GM1+GME、GM2+GME、GM3+GME或GM4+GME中的一个。误差放大器705基于VERR及所选增益来驱动IERR以在节点510上产生电压，电压经缓冲(且可能受限)以产生控制电压VC以控制环路。

当VERR的改变相对缓慢时，则节点518上的电压保持在节点516上的电压的VLIMH及VLIML内，以使得并不应用限制函数，且限制侦测器719并不判定LIM。响应于VERR之快速改变，诸如图4中展示的步阶函数(正或负)，节点514的电压跳变超过节点516的电压，比其高了超过VLIMH或VLIML，二极管515或521中的一个经正向偏压以对与节点516有关的VC电压进行箝位，且限制侦测器719判定LIM以使误差放大器705的增益提升GME。经提升增益调整IERR以使比例增益及积分增益两者加速。随着节点516及518的电压归因于额外增益而改变，对VERR的步阶改变的响应较快且较有响应性。

类似于补偿电路500，补偿电路700的测试结果显示当添加限制函数及对应增益时操作的改良。在非受限情况中，移除(或以其他方式短接)由二极管515及521及电压源517及523执行的限制函数，且移除限制侦测器719，使 得并不提升误差放大器705的增益。测试结果显示响应于VERR的大步阶改变的相当大的振荡，振荡导致系统中大量颤动及不稳定性。当添加包括二极管515及521以及电压源517及523的限制电路但不提升误差放大器705的增益时，测试结果说明相对缓慢的响应，其中输出电压VO显著地改变，且转接器电流IA缓慢地响应。尽管已几乎消除振荡，但VC及IA的延迟以及VO的输出电压偏移系不利的。最后，对于包括了二极管515及521以及电压源517及523且限制侦测器719侦测限制函数以提升误差放大器705的增益的受限及增大的增益情况(比例及积分增益增大)，测试结果显示在无输出电压VO的相当大改变的情况下对于VC、VO及IA的相对快速响应。以此方式，完整补偿电路700提供高速非线性补偿以改良调节器111的总体回应。

图8为说明本文所描述的各种具体实例的操作的流程图。在第一区块801处，将比例增益应用于误差信号以提供比例增益信号。在下一区块803处，将限制函数应用于比例增益信号以提供受限比例增益信号。该受限比例增益信号追随比例增益信号升至一量值，且接着当比例增益信号大于该量值时限于该量值。在下一区块805处，将积分增益应用于误差信号以提供积分增益信号。在下一区块807处，当应用限制函数以提供经放大积分增益信号时，使至少该积分增益信号的增益增大。在下一区块809处，组合受限比例增益信号与经放大积分增益信号，以提供控制电流模式调节器的操作的控制信号(例如，VC)。

可修改该方法以获得更具体的具体实例。对于图3中展示的补偿系统300，可将区块805描述为将第一积分增益应用于误差信号以提供第一积分增益信号，如在区块811处展示。额外步骤包括：区块813，其中自比例增益信号减去受限比例增益信号，以提供指示受限比例增益信号的比例限制信号作为指示；及下一区块815，其中将第二积分增益应用于比例限制信号以提供第二积分增益信号。区块807可由区块817取代，其中组合第一积分增益信号与第二积分增益信号以提供经放大积分增益信号。接着执行区块809以完成处理。

对于图6中展示的补偿系统600，区块801由区块819取代，其中将第一增益应用于误差信号以提供第一经放大误差信号，且将第二增益应用于误差信号以提供第二经放大误差信号。在区块803之后，包括区块821，其中提供指示限制函数何时在作用中的限制信号。区块807由区块823取代，其中基于限 制信号而在第一经放大误差信号与第二经放大误差信号之间进行选择。举例而言，用以提供第二经放大误差信号的第二增益可大于用以提供第一经放大误差信号的第一增益。

涵盖修改或变化。限制函数(例如)可为单向的，例如仅应用于使VERR增大，而非使VERR减小，即在正方向中仅有增益限制。因此，限制电路305可仅应用高限制VLIMH，而非低限制VLIML。在补偿电路500及700中，可移除二极管521及电压源523以消除负限制函数，以使得仅使用正限制函数。在此类具体实例中，起因于负载的快速减小的任何振荡或临时不稳定性可被视为可容许的。

现关于前述描述及附图而较佳地理解本发明的益处、特征及优势。呈现前述描述以使所属领域的技术人员能够制造且使用如在特定应用的内容背景及其要求内提供的本发明。然而，对较佳具体实例的各种修改对于本领域技术人员是显而易见的，且本文所定义的一般原理可应用于其他具体实例。因此，本发明并不意欲限于本文中展示且描述的特定具体实例，而应符合与本文中揭示的原理及新颖特征一致的最广泛范围。尽管已参考其某些较佳版本来相当详细地描述本发明，但其他版本及变化可能的且被涵盖。本领域技术人员应理解，其可容易地将所揭示概念及特定具体实例用作设计或修改其他结构的基础，以提供本发明的相同目的而不脱离本发明的精神及范围。