低压差线性稳压器电路及电源的制作方法

本发明涉及电压调节电路领域，具体地，涉及一种低压差线性稳压器电路及电源。

背景技术：

低压差线性稳压器(LDO，low dropout regulator)具有结构简单、低噪声、低功耗、小封装、较少外围应用器件等优点，广泛运用于各种电子产品中。

LDO属于DC/DC变换器中的降压变压器，在负载一定的情况下，其输出电压在一定范围内，因此，LDO电路系统能够保证输出电压稳定，提高电池寿命。如何提高系统稳定性始终是LDO的一个热点研究方向，因为LDO的频率补偿设计，不仅直接决定了系统稳定性，而且对LDO的性能参数，尤其是瞬态响应速度有很大的影响。随着科技的进步，半导体器件的特征尺寸越来越小，片上系统(SOC)芯片中数字电路的工作电压越来越低。为了保证数字电路能够正常工作，要求作为电源的LDO输出电压始终维持在一定的范围内。所以提高LDO的输出电压精度和负载响应速度是目前研究的重要方向。

技术实现要素：

针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种低压差线性稳压器电路及电源。

根据本发明提供的一种低压差线性稳压器电路，包括：第一放大器、第二放大器、第一补偿电容、第二补偿电容、可变电阻装置、电阻反馈网络、负载模块；

所述第一放大器的正向输入端连接参考电压信号；

所述第二放大器的正向输入端连接电压输出端，负向输入端接所述第一放大器的输出端；

所述第一补偿电容的一端接所述第一放大器的输出端，另一端接地；

所述第二补偿电容的一端接所述第二放大器的输出端，另一端接所述电压输出端；

所述可变电阻装置具有电阻调节端、第一输入端、第一输出端，所述电阻调节端接所述第二放大器的输出端，所述第一输入端接输入电压端，所述第一输出端接所述电压输出端；

所述电阻反馈网络具有第二输入端、第二输出端、分压信号输出端，所述第二输入端连接所述电压输出端，所述第二输出端接地，所述分压信号输出端接所述第一放大器的负向输入端；

所述负载模块的一端连接所述电压输出端，另一端接地。

作为一种优化方案，所述第一放大器包括第一偏置电流源、第一P型MOS管、第二P型MOS管、第一N型MOS管、第二N型MOS管；

所述第一偏置电流源的输出端与所述第一P型MOS管的源极、第二P型MOS管的源极分别连接，输入端与电源连接；

所述第一P型MOS管的漏极接所述第一N型MOS管的漏极，栅极作为所述第一放大器的正向输入端；

所述第二P型MOS管的漏极接所述第二N型MOS管的漏极，栅极作为所述第一放大器的负向输入端；

所述第一N型MOS管的栅极与自己的漏极连接，源极接地；

所述第二N型MOS管的漏极作为所述第一放大器的输出端，栅极接所述第一N型MOS管的栅极，源极接地。

作为一种优化方案，所述第二放大器包括第二偏置电流源、第三偏置电流源、偏置电压源、第三N型MOS管、第三P型MOS管；

所述第二偏置电流源的输出端接所述第三N型MOS管的漏极，并作为所述第二放大器的输出端；

第三偏置电流源的输出端接地，输入端接所述第三N型MOS管的源极和所述第三P型MOS管的漏极；

所述第三N型MOS管的栅极接所述偏置电压；

所述第三P型MOS管的源极作为所述第二放大器的正向输入端，栅极作为所述第二放大器的负向输入端。

作为一种优化方案，所述可变电阻装置为功率管；

所述功率管的漏极作为所述第一输出端接所述电压输出端，栅极作为所述电阻调节端接所述第二放大器的输出端，源极作为所述第一输入端接输入电压端。

作为一种优化方案，所述电阻反馈网络包括第一反馈电阻、第二反馈电阻；

所述第一反馈电阻的一端作为所述第二输入端连接所述电压输出端，另一端作为所述分压信号输出端的一侧接所述第一放大器的负向输入端；

所述第二反馈电阻的一端作为所述第二输出端接地，另一端作为所述分压信号输出端的另一侧接所述第一放大器的负向输入端。

作为一种优化方案，所述负载模块包括负载电容和负载电阻；

所述负载电容的一端接所述电压输出端，另一端接地；

所述负载电阻的一端接所述电压输出端，另一端接地。

基于同一发明构思，本发明还提供了一种电源，包括所述的低压差线性稳压器电路。

与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：

本发明的电路包括三个负反馈环路：第一放大器、第一补偿电容、第一反馈电阻、第二反馈电阻构成了环路Loop1；第二放大器、第二补偿电容、功率管、第一反馈电阻、第二反馈电阻构成了环路Loop2；第一放大器、第一补偿电容、第二放大器、第二补偿电容、功率管、第一反馈电阻、第二反馈电阻构成了环路Loop3。

环路Loop1主要功能是提供直流增益，稳定输出电压。

环路Loop2的主要功能是提供直流增益，作为主环路控制功率管PM。第二放大器AMP2采用源极输入方式，环路响应比栅极输入方式快，提高了负载响应速度。与一般的放大器不同，在电路稳定工作时，所述第二放大器AMP2的正向输入端VINP与负向输入端VINN的电压并不相等，而是正向输入端VINP比负向输入端VINN的电压高出一个P型MOS管的阈值电压VTHP，即第二放大器AMP2存在一个失调电压VTHP。

环路Loop3的主要功能是提供直流增益，进一步稳定输出电压。环路Loop3的增益为第一放大器AMP1、第二放大器AMP2、功率管PM增益的乘积，该环路具有很高的直流增益，提高了LDO输出电压的精度。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单的介绍，显而易见，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。附图中：

图1是可选的一种低压差线性稳压器电路；

图2是可选的另一种低压差线性稳压器电路；

图3是可选的第一放大器电路结构；

图4是可选的第二放大器电路结构。

具体实施方式

下文结合附图以具体实施例的方式对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，还可以使用其他的实施例，或者对本文列举的实施例进行结构和功能上的修改，而不会脱离本发明的范围和实质。

在本发明提供的一种低压差线性稳压器电路的实施例中，如图1和图2所示，包括：第一放大器、第二放大器、第一补偿电容、第二补偿电容、可变电阻装置、电阻反馈网络、负载模块；

所述第一放大器的正向输入端连接参考电压信号；

所述第二放大器的正向输入端连接电压输出端，负向输入端接所述第一放大器的输出端；

所述第一补偿电容的一端接所述第一放大器的输出端，另一端接地；

所述第二补偿电容的一端接所述第二放大器的输出端，另一端接所述电压输出端；

所述可变电阻装置具有电阻调节端、第一输入端、第一输出端，所述电阻调节端接所述第二放大器的输出端，所述第一输入端接输入电压端，所述第一输出端接所述电压输出端；

所述电阻反馈网络具有第二输入端、第二输出端、分压信号输出端，所述第二输入端连接所述电压输出端，所述第二输出端接地，所述分压信号输出端接所述第一放大器的负向输入端；

所述负载模块的一端连接所述电压输出端，另一端接地。

如图3所示，所述第一放大器包括第一偏置电流源IB1、第一P型MOS管、第二P型MOS管、第一N型MOS管、第二N型MOS管；

所述第一偏置电流源IB1的输出端与所述第一P型MOS管的源极、第二P型MOS管的源极分别连接，输入端与电源连接；

所述第一P型MOS管的漏极接所述第一N型MOS管的漏极，栅极作为所述第一放大器的正向输入端；

所述第二P型MOS管的漏极接所述第二N型MOS管的漏极，栅极作为所述第一放大器的负向输入端；

所述第一N型MOS管的栅极与自己的漏极连接，源极接地；

所述第二N型MOS管的漏极作为所述第一放大器的输出端，栅极接所述第一N型MOS管的栅极，源极接地。

如图4所示，所述第二放大器包括第二偏置电流源、第三偏置电流源、偏置电压源、第三N型MOS管、第三P型MOS管；

所述第二偏置电流源的输出端接所述第三N型MOS管的漏极，并作为所述第二放大器的输出端；

第三偏置电流源的输出端接地，输入端接所述第三N型MOS管的源极和所述第三P型MOS管的漏极；

所述第三N型MOS管的栅极接所述偏置电压；

所述第三P型MOS管的源极作为所述第二放大器的正向输入端，栅极作为所述第二放大器的负向输入端。

如图1所示，所述可变电阻装置为功率管；

所述功率管的漏极作为所述第一输出端接所述电压输出端，栅极作为所述电阻调节端接所述第二放大器的输出端，源极作为所述第一输入端接输入电压端。

如图1所示，所述电阻反馈网络包括第一反馈电阻、第二反馈电阻；

所述第一反馈电阻的一端作为所述第二输入端连接所述电压输出端，另一端作为所述分压信号输出端的一侧接所述第一放大器的负向输入端；

所述第二反馈电阻的一端作为所述第二输出端接地，另一端作为所述分压信号输出端的另一侧接所述第一放大器的负向输入端。

如图1所示，所述负载模块包括负载电容和负载电阻；

所述负载电容的一端接所述电压输出端，另一端接地；

所述负载电阻的一端接所述电压输出端，另一端接地。

基于同一发明构思，本发明还提供了一种电源，包括上述的低压差线性稳压器电路。

以下为一种低压差线性稳压器电路的可选实施例。

如图2所示，本发明高精度快速响应的低压差线性稳压器电路包括第一放大器AMP1、第二放大器AMP2、第一补偿电容C1、第二补偿电容C2、第一反馈电阻R1、第二反馈电阻R2、功率管PM、负载电容C_L、负载电阻R_L。其中，补偿电容C1的一端直接连接到地，采用直接补偿的方式。补偿电容C2两端分别接功率管PM的栅极和漏极，采用的是米勒补偿方式。

如图2所示，为图1中3个环路的示意图。本发明的低压差线性稳压器电路包括3个负反馈控制环路：

第一放大器AMP1、第一补偿电容C1、第一反馈电阻R1、第二反馈电阻R2构成了环路Loop1；

第二放大器AMP2、第二补偿电容C2、功率管PM、第一反馈电阻R1、第二反馈电阻R2构成了环路Loop2；

第一放大器AMP1、第一补偿电容C1、第二放大器AMP2、第二补偿电容C2、功率管PM、第一反馈电阻R1、第二反馈电阻R2构成了环路Loop3。

其中，环路Loop2作为主环路控制功率管，具有快速响应的特点，速度比Loop1、Loop3快。环路Loop3的增益级包括了环路Loop1、Loop2的增益级，所以环路Loop3的增益最高，相应的速度也是最慢的。3个环路的增益大小关系为Loop3＞Loop2＞Loop1，响应速度关系为Loop2＞Loop1＞Loop3。通过环路Loop3的高增益级解决了如何提高LDO的输出电压精度的技术问题。

本发明LDO环路中主要存在的零极点如下。

其中，R_O1为放大器AMP1的输出阻抗，R_O2为放大器AMP2的输出阻抗，g_m为功率管PM的跨导，R_O3为功率管PM的输出阻抗。

环路Loop1主要包括P₁、P₃这两个极点，将P₁设置在靠近坐标原点的位置，使得单位增益带宽内只有P₁这个极点。通过增大AMP1的输出阻抗和补偿电容C1的电容值，很容易实现该环路的稳定。因为P1设置在靠近坐标原点的位置，所以单位增益带宽很低，AMP1的输出电压V_SET变化很缓慢。为了简化分析，可以将V_SET电压近似为恒定不变的参考电压，LDO环路可以简化为只存在Loop2这一个环路。环路Loop2的极点主要包括P₂、P₃。一般设置P₂为主极点，P₃为次极点，控制好P₃相对单位增益带宽的位置即可实现环路Loop2的稳定。当LDO的负载电容C_L采用片外电容时，电容值在1nF～10μF范围内，P₃会向坐标原点靠近，不利于环路的稳定。因此，相比片外电容LDO的应用，本发明在免电容LDO、片内电容LDO的应用中优势更明显。

如图3所示，为图1中放大器AMP1电路的示意图。放大器AMP1为最简单的一级放大器结构。两个P型MOS管PM1、PM2构成了输入差分对管，PM1的栅极作为AMP1的正向输入端，PM2的栅极作为AMP1的负向输入端。两个N型MOS管NM1、NM2构成了电流镜负载，NM2和PM2的漏极作为AMP1的输出端。该放大器结构简单，输出阻抗高，容易实现电容补偿。

如图4所示，为图1中放大器AMP2电路的示意图。放大器AMP2为折叠式共源共栅放大器结构。放大器AMP2由P型MOS管PM3、N型MOS管NM3、偏置电流源IB2、偏置电流源IB3组成。P型MOS管PM3的源极作为AMP2的正向输入端，栅极作为AMP2的负向输入端。P型MOS管PM3将输入电压差转换为电流，再折叠送给负载N型MOS管NM3、偏置电流源IB2。当折叠点处的电压V_F变化时，N型MOS管NM3的栅极源极电压差会迅速变化，改变输出电压。所以，放大器AMP2采用这种源极输入的方式，可以提高环路响应速度，提高LDO的负载响应速度。由于放大器AMP2的正向输入端接的是P型MOS管PM3的源极，负向输入端接的是P型MOS管PM3的栅极，当环路稳定后，正向输入端的电压会比负向输入端的电压高出一个P型MOS管PM3的阈值电压V_THP，也就是说在放大器AMP2的两个输入端之间存在一个大小为V_THP的失调电压。放大器AMP2的输出节点为偏置电流源IB2和N型MOS管NM3的漏极，因此为高阻抗输出。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，本领域技术人员知悉，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对这些特征和实施例进行各种改变或等同替换。另外，在本发明的教导下，可以对这些特征和实施例进行修改以适应具体的情况及材料而不会脱离本发明的精神和范围。因此，本发明不受此处所公开的具体实施例的限制，所有落入本申请的权利要求范围内的实施例都属于本发明的保护范围。