经校准的温度感测系统的制作方法

背景

领域

本公开的诸方面一般涉及温度感测，并且尤其涉及经校准的温度感测系统。

背景技术：

多个温度传感器可以被集成在集成电路芯片上并且被用来监视芯片上各个位置处的温度。来自传感器的温度读数可以被馈送到温度管理设备，该温度管理设备基于温度读数来管理芯片上的电路(例如，中央处理单元(cpu))。例如，温度管理设备可以基于温度读数来管理诸电路以防止芯片上的一个或多个位置处的温度变得过高，温度过高可能使性能降级或潜在地损坏芯片。在该示例中，若温度读数上升超过温度阈值，则该温度管理设备可以采取措施来降低温度(例如，降低电路的频率)。

概述

以下给出对一个或多个实施例的简化概述以提供对此类实施例的基本理解。此概述不是所有构想到的实施例的详尽综览，并且既非旨在标识所有实施例的关键性或决定性要素亦非试图界定任何或所有实施例的范围。其唯一的目的是要以简化形式给出一个或多个实施例的一些概念以作为稍后给出的更加具体的说明之序。

在第一方面，提供了一种温度传感器。该传感器包括至少一个感测单元，该至少一个感测单元包括第一和第二匹配二极管器件，该第一和第二匹配二极管器件用于分别提供与通过该第一和第二匹配二极管器件的电流成比例的第一和第二二极管电压。该传感器还包括数字码计算单元，该数字码计算单元包括第一和第二二极管电压输入端子，其中该数字码计算单元被配置用于基于第一和第二参考电压和该第一和该第二二极管电压输入端子处的电压生成多个数字码值。该传感器进一步包括第一切换电路，其被配置成用于在第一时间期间分别将该第一和该第二二极管电压路由到该第一和该第二二极管电压输入端子，以及在第二时间期间分别将该第一和该第二二极管电压路由到该第二和该第一二极管输入电压端子。该传感器还包括被配置用于基于该多个数字码计算经校正的温度的数字校准引擎。

在第二方面，提供了一种用于感测温度的方法。该方法包括在第一时间期间根据第一输入配置以及在第二时间期间根据第二输入配置提供用于感测单元的第一和第二匹配二极管器件的第一和第二偏置电流。该方法还包括在第一时间期间根据第一输出配置以及在第二时间期间根据第二输出配置获得用于该第一和该第二匹配二极管器件的第一和第二二极管电压。该方法进一步包括基于该第一时间和该第二时间期间的该第一和该第二二极管电压，以及第一和第二参考电压生成多个数字码，以及基于该多个数字码计算经校准的温度。

在第三方面，提供了一种用于感测温度的装备。该装备包括用于在第一时间期间根据第一输入配置以及在第二时间期间根据第二输入配置来提供用于感测单元的第一和第二匹配二极管器件的第一和第二偏置电流的装置。该装备还包括用于在第一时间期间根据第一输出配置以及在第二时间期间根据第二输出配置来获得用于该第一和该第二匹配二极管器件的第一和第二二极管电压的装置。该装备进一步包括用于基于该第一时间和该第二时间期间的该第一和该第二二极管电压，以及第一和第二参考电压生成多个数字码的装置，以及用于基于该多个数字码计算经校准的温度的装置。

在第四方面，提供了一种集成电路。该集成电路包括多个感测电路，该多个感测电路中的每一者包括第一和第二匹配二极管器件并被配置用于分别提供与通过该第一和第二匹配二极管器件的电流成比例的第一和第二二极管电压。该集成电路还包括配置用于选择性地接入该多个感测电路中的任一者以得到所选感测电路的主模块。在该系统中，该主模块包括数字码计算单元，该数字码计算单元包括第一和第二二极管电压输入端子并被配置用于基于该所选感测电路的该第一和第二二极管电压生成多个数字码。该主模块进一步包括配置用于在第一时间期间分别将该所选感测电路的该第一和第二二极管电压路由到该第一和第二二极管电压输入端子，以及用于在第二时间期间分别将该所选感测电路的该第一和该第二二极管电压路由到该第二和第一二极管电压输入端子。该主模块还包括配置用于基于该多个数字码计算该所选感测电路处的经校准的温度的数字校准引擎。

为能达成前述及相关目的，这一个或多个实施例包括在下文中充分描述并在权利要求中特别指出的特征。以下说明和所附插图详细阐述了这一个或多个实施例的某些解说性方面。但是，这些方面仅仅是指示了可采用各个实施例的原理的各种方式中的若干种，并且所描述的实施例旨在涵盖所有此类方面及其等效方案。

附图简述

图1示出了根据本公开的一方面的温度感测系统。

图2示出了根据本公开的一方面的包括温度感测系统的集成电路。

图3示出了根据本公开的一方面的温度感测系统。

图4示出了根据本公开的一方面的温度感测方法。

图5示出了比较根据本公开一方面执行的在温度测量上提供失配和过程校正的效果的表格。

详细描述

以下结合附图阐述的详细描述旨在作为各种配置的描述，而无意表示可实践本文中所描述的概念的仅有的配置。本详细描述包括具体细节以便提供对各种概念的透彻理解。然而，对于本领域技术人员将显而易见的是，没有这些具体细节也可实践这些概念。在一些实例中，以框图形式示出众所周知的结构和组件以避免湮没此类概念。

多个温度传感器可以被集成到集成电路芯片中并且被用来监视芯片上各个位置处的温度。来自传感器的温度读数可以被馈送到温度管理设备，该温度管理设备基于该温度读数来管理该芯片上的电路(例如，中央处理单元(cpu)，图形处理单元(gpu)、调制解调器等)。例如，温度管理设备可以基于温度读数来来管理诸电路以防止芯片上的一个或多个位置处的温度变得过高，温度过高可能使性能降级或潜在地损坏芯片。在该示例中，若温度读数上升超过温度阈值，那么该温度管理设备可以采取措施来降低温度(例如，降低电路的频率和/或供电电压)。

半导体带隙温度传感器可以被用来测量芯片上的温度。此类传感器可以被用于温度测量，因为二极管的正向偏置电压是取决于温度的。由此，通过在相同温度下将两个二极管偏置成具有不同的正向电流并比较结果所得的两个二极管电压，可以获得测得电压、电流和温度之间的简单关系。在一个电流是其他电流的n倍且n是>1的整数的情况中，电压差可以被表达为温度和n的函数。由此，两个二极管之间的电压差可以与绝对温度(ptat)成比例，而且由此该电压差提供了ptat信号。例如，使用ptat信号来获得温度的一种类型的半导体带隙温度传感器是基于双极结型晶体管(bjt)的温度传感器。基于bjt的温度传感器可包括两个bjt，其中这些bjt的电流的比值是固定的并且温度读数可以直接从bjt的基极-发射极电压来生成。

半导体带隙温度传感器在特定温度(例如，90c)的误差可能来自两个来源：(1)温度传感器电路的斜率误差和(2)由校准引入的误差。针对(1)，这种类型的误差的影响可以通过电路设计被降低至大约+/-1c～1.5c。然而，针对(2)，用于校准的参考温度具有有限的准确度并且在一些情况中可能难以管理。具体而言，校准可能是困难的，因为诸如在新半导体工艺节点中，集成电路上的器件尺寸被减小了。

例如，在早期集成电路技术(诸如28nm或20nm半导体工艺节点)中，对应的基于bjt的温度传感器的校准可能不是问题，因为此类工艺节点处观察到的工艺变化和失配的量可能不足以引起被依赖用于温度测量的ptat信号中的显著变化。由此，在28nm和20nm半导体工艺节点处，ptat信号中观察到的误差的量可以低至±0.5℃。通过使用ptat信号作为校准参考，校准之后的温度传感器测量误差仅有斜率误差主导。然而，对于较新的技术(诸如16nm、14nm，或更小的半导体工艺节点)，工艺变化和失配显著增加。结果，ptat信号中观察到的误差的量可以高至±5℃，这是十倍的增加。该误差可以随着使用更小的半导体节点而更加糟糕。因此，校准之后的温度传感器测量误差由校准参考误差主导并且可能是高的。

作为潜在的误差量的结果，可能难以准确地标识集成电路或其部分中的热点。在一些情况中，即使在实际温度处于可接受范围中时，集成电路的一部分也可能不准确地指示超过可接受温度的热点。更糟糕的是，即使实际存在超过可接受温度的热点，集成电路的一部分也可能被不准确地读作处于可接受范围内。因此，为了计及此类测量误差，依赖此类温度测量的工艺被迫更为紧密地控制测得的温度以避免不利地影响工艺本身。

例如，若一工艺在一绝对温度的范围内是允许的，并且在测得的温度中存在非常小的测量误差，则测得的温度将维持在或靠近实际温度。由此，测得温度中的变化不太可能导致实际温度中的变化落在可允许范围之外。相反，当测量误差大时，有可能测得的温度和实际温度是显著不同的。作为结果，测得温度中的变化更有可能导致实际温度中的变化落在可允许范围之外。因此，将会要求对于测得温度的更大的控制，导致工艺的增加的复杂度。

如上文所述，热管理系统可以通过比较测得温度和阈值来操作。若满足或超过阈值，则热管理系统采取必要的措施来减小热生成。然而，阈值可以是保守值以计及温度测量中的误差。例如，若90℃是实际阈值温度，则若温度传感器在90c具有0.5°-1.0℃的误差，则热管理系统可以使用89℃。由此，在该示例中，由于温度传感器误差，增加了1℃“安全保护带”。然而，随着温度传感器误差增加，安全保护带也必须增加。例如，对于±5℃误差，会实现5℃的保护带。因此，对于集成电路而言可能存在降低的性能，因为热管理系统可能迫使集成电路以比所需低得多的温度运行。相应地，用于较小半导体工艺的带隙温度传感器的改进的准确度是合乎需要的。

ptat信号中的高误差可能是由于二极管的工艺变化和失配造成的。该高误差可以通过误差校正技术的组合来减小。失配误差可以通过使用动态元件匹配(将在以下进一步具体解释)来最小化。ptat信号中的剩余工艺变化显示出与带隙电压(vbg)的工艺变化的强相关性，这是ptat信号和一个二极管电压的组合。然而，vbg对于温度不敏感，并因此在具有较低温度控制的环境中便于测量。因此，该相关性可以被用来校正ptat信号并进一步减小ptat信号中的误差。该工艺变化误差校正将在以下进一步具体解释。

图1示出了根据本公开的实施例的带隙温度传感器(bts)系统100。bts系统100包括主模块104和至少一个感测电路102。bts系统100可以实现在集成电路芯片上，如以下进一步讨论的。

在bts系统100中，每个感测电路102包括一对匹配的二极管器件(未示出)、输入端子102a、102b、以及输出端子102c、102d。如本文中所使用的，术语“二极管器件”是指纳入半导体二极管的任何类型的器件，诸如pn结二极管器件或bjt。然而，二极管器件并不仅限于此类器件，并且可以涵盖包括至少一个半导体二极管的任何其他类型的器件。进一步，如本文中针对任何类型的二极管器件所使用的，术语“匹配”是指设计成具有相同或类似的物理和操作特性的二极管器件。即，彼此的物理和操作特性在20％以内。

在操作中，第一和第二二极管器件的偏置电流是经由输入端子102a、102b接收到的。响应于偏置电流，二极管器件对中的每一者的二极管电压是在输出端子102c、102d处提供的。感测电路102被配置成使得输出端子102c、102d处的二极管电压是通过二极管器件对中的相关联一者的半导体二极管的电流的函数。在一方面，二极管电压与电流成比例。

感测电路102耦合到主模块104。主模块104包括配置成为感测电路102提供必要偏置电流、基于来自感测电路102的二极管电压计算表示感测电路102处的经校准的温度的一个或多个信号、以及若有必要的话生成用于其他组件的控制信号的各种组件。

主模块104可以包括电流生成电路106。电流生成电路106生成用于感测电路102的偏置电流。在一方面，电流生成电流106可以生成第一偏置电流i1和与i1不同的第二偏置电流i2。然而，在另一方面，i2可以被配置成是i1的倍数，即i2＝mxi1。如上文所述，此类配置可以被用来简化必要的计算。为了生成偏置电流，电流生成电路106可以用各种方式来配置。在一方面，电流生成电路106可以包括每一个偏置电流的不同电流源。根据该方面，可以使用任何类型的电流源。在另一方面，电流镜配置可以被用来生成这两个电流。例如，在提供m+1个电流的电流镜中，m个电流可以被组合来提供一个偏置电流，而剩余的电流可以提供另一配置电流。由此，可以提供关系为i2＝mxi1的偏置电流。然而，可以使用此类电流的任何组合。

电流生成电路106可以经由第一切换元件108(诸如，动态匹配元件)耦合到感测电流102的输入端子102a、102b。第一切换元件108可以被配置成选择性地将偏置电流i1、i2从电流生成电路106路由到输入端子102a、102b。具体而言，第一切换元件108可以配置成提供第一输入配置和第二输入配置以供将电流路由到感测电路102的输入端子102a、102b。在第一输入配置中，偏置电流i1被路由到输入端子102a，而偏置电流i2在输入端子102b处被提供。在第二输入配置中，偏置电流i1被路由到输入端子102b，而偏置电流i2在输入端子102a处被提供。

类似地，第二切换元件110(诸如，动态匹配元件)可以在主模块104中被提供以将信号从输出端子102c、102d路由到主模块内的组件。由此，第二切换元件110可以配置成选择性地将输出端子102c、102d处的二极管电压从感测电路102路由到数字码计算单元112的二极管电压输入端子vd1、vd2。具体而言，第二切换元件110(类似于第一切换元件108)可以被配置成提供第一输出配置和第二输出配置以供向二极管电压输入端子vd1、vd2提供二极管电压。在第一配置中，输出端子102c处的二极管电压被路由到vd1，而输出端子102d处的二极管电压被路由到vd2。在第二配置中，输出端子102d处的二极管电压被路由到vd1，而输出端子102c处的二极管电压被路由到vd2。

在操作中，第一切换元件108和第二切换元件110被配置成在第一和第二时间或阶段期间协调第一切换元件108和第二切换元件110的配置。在第一时间期间，提供了第一切换元件108的第一配置和第二切换元件110的第一配置。在第二时间期间，提供了第一切换元件108的第二配置和第二切换元件110的第二配置。切换元件108和110被协调使得vd1处的二极管电压总是使用偏置电流i1、i2的第一者来产生，而无论是涉及匹配二极管器件中的哪一者。类似地，该协调也被提供为使得vd2处的二极管电压总是使用偏置电流i1、i2的第二者来产生，而无论是涉及匹配二极管器件中的哪一者。该协调的净效应是通过使用被期望是匹配的两个不同的二极管器件生成二极管电压，vd1和vd2之间的平均差可以被用来消除由失配引起的误差。该过程将在下文中进一步具体描述。

如上文所述，第二切换元件110可以配置成选择性地将输出端子102c、102d处的二极管电压从感测电路102路由以向数字码计算单元112的输入端子提供二极管电压输入vd1、vd2。虽然vd1和vd2之间的平均差将计及失配误差，如上文所述的，该平均差将不会计及其他工艺变化。然而，如先前所注意到的，带隙电压(vbg)(其为ptat信号(二极管电压差)和二极管电压中的一者的组合)对于温度是不敏感的并且具有与电压差的强相关性，并且可以被用来获得对于电压差的校正。经校正的电压差可以随后被用来获得温度。

然而，获得电压差和vbg在模拟域中可能是耗时的。相应地，主模块104可以配置成使用数字码计算单元112在数字域中计算电压差和vbg，这可以被显著更快地完成。具体而言，vd1和vd2可以与参考电压联用以快速地在数字域中计算电压差、vbg和温度。即，vd1和vd2可以与两个参考值vr1和vr2组合，这两个参考值vr1和vr2是在数字码计算单元112中通过使用模数转换器(adc)来生成可以与数字校准引擎联用以计算温度的数字码而从电源电压vdd中推导而得的。

每个数字码可以表示与vd1、vd2、vr1和vr2中的两者之间的差成比例的值。例如，第一数字码可以表示与切换元件108和110的第一阶段期间的vd1和vd2之间的差成比例的值。第二数字码可以表示与切换元件108和110的第二阶段期间的vd1和vd2之间的差成比例的值。第三数字码可以表示与vr1和vr2之间的差成比例的值。第四数字码可以表示与vr1和vd2或vr2和vd1之间的差成比例的值。

在一方面，vd1、vd2、vr1和vr2的所有值可以被同时输入到数字码计算单元112以生成数字码。在另一方面，vd1、vd2、vr1和vr2的值可以经由一系列开关s1和s2被选择性地输入到数字码计算单元112中。即，因为数字码计算单元112仅需要生成表示vd1、vd2、vr1和vr2中的两者之间的差的值，因此数字码计算单元112内的电路系统可以配置成使得仅需要输入针对差的两个值。在此类配置中，开关s1、s2的操作可以由控制器电路116连同开关元件108和110的操作来控制，从而输入数字码计算单元112用于生成数字码di所需的正确值。

数字码计算单元112的输出(数字码di)可以随后被提供到数字校准引擎114以计算经校准的温度tcal。在一方面，tcal可以被供应给集成电路中的其他组件。在另一方面，主模块104可以被配置成控制此类其他组件。由此，主模块104可以被配置成包括控制器电路116。在操作中，控制器电路116可以具有逻辑以接收tcal信号并生成用于集成电路中其他组件的信号以解决温度问题。这些信号可以是控制信号、数据信号、或其任何组合。

在一些方面，数字码计算单元112和/或数字校准引擎114可以配置成包括斩波器或其他组件，从而进行对提供给它们的任何模拟值的多次测量，诸如4、8或16次测量。那么由这些组件随后利用的实际模拟值可以是这多个测量的平均值。

如上文所述，bts系统100可以包括感测电路102的一个或多个实例。这参照图2进行解说。图2示出了包括bts系统的示例性集成电路200。如图2中所示，集成电路200可以包括但不限于，中央处理单元(cpu)202、图形处理单元(gpu)204、无线局域网(wlan)模块206和调制解调器模块208。附加地，集成电路200可以包括bts系统(诸如，图1的bts系统100)，该bts系统包括主模块104和多个感测电路1021、1022、1023、1024、1025和1026。

在操作中，主模块104可以选择性地耦合到每个感测电路1021-1026以获得跨集成电路200的经校准的温度测量。若与一个或多个感测电路1021-1026相关联的经校准的温度指示存在热点或其他不期望的温度偏离，则可以采取恰适的措施。在一方面，如上文所讨论的，主模块104内的控制器电路116可以与集成电路200的任何组件202-208通信从而解决不期望的温度偏离。例如，在一些方面，主模块104能够生成用于其他组件的指令。在另一方面，主模块104可以配置成生成被其他组件监视的，由此类组件使用以触发一些措施的标志、中断或其他信号或值。此类措施包括但不限于，降低组件内或由组件提供的电压，或降低组件内或由组件提供的时钟频率。在还有另一方面，主模块104可以向一个或多个组件202-208提供经校准的温度，而此类组件可以包括用于检测不期望的温度偏离和/或采取恰适措施的逻辑。

参照回图1，为了向感测电路102的多个实例提供主模块104接入，附加的电路系统可以被提供以在感测电路102的不同实例之中进行选择。例如，如图1中所示，输入复用器(muxin)118和输出复用器(muxout)120可以被提供。在操作中，muxin118和muxout120可以被配置成将选定感测电路102的输入端子102a、102b和输出端子102c、102d耦合到主模块104。在一方面，muxin118和muxout120可以被预编程为以预定次序循环通过感测电路102的诸实例。在另一方面，控制器电路116或其他组件可以被配置成控制muxin118和muxout120的操作。附加地或替换地，控制器电路116还可以被配置成协调切换元件108和110的操作。即，如上文所述，同步切换元件108和110的配置。

如上文所述，可以使用各种各样的二极管器件来实现感测电路。然而，处于解说的目的，本公开转向使用bjt实现bts系统的更具体的描述，如图3中所示。

图3示出了根据一个方面的示例性bts系统电路300。类似于图1的bts系统，电路300包括感测电路302、电流生成电路306、第一切换电路308、第二切换电路310、数字码计算单元312和数字校准引擎314。相应地，除了以下所述的之外，图1中的对应组件的描述足以用于描述图3的这些组件。

如图3中所示，感测电路302可以包括处于有效的电流源配置中的一对pnpbjtq1和q2。即，bjtq1和q2中的每一者的集电极和基极被绑定到接地，而bjtq1和q2中的每一者的发射极被绑定到电流源。在图3的情况中，q1的发射极耦合到输入端子302a来接收第一偏置电流，而q2的发射极耦合到输入端子302b来接收第二偏置电流。

在感测电路302的情况中，q1和q2中的每一者的二极管电压是基极-发射极电压(vbe)。因此，因为q1和q2中的每一者的基极被绑定到接地，所以q1和q2的发射极处的电压为vbe提供了对应的值。

如先前所注意到的，切换元件308配置成以第一和第二配置操作以将电流i1和i2从电流生成电路306路由到bjtq1和q2。在第一配置中，电流i2被提供给bjtq1的发射极，而电流i1被提供给bjtq2的发射极。在第二配置中，电流i1被提供给bjtq1的发射极，而电流i2被提供给bjtq2的发射极。类似地，切换元件310被配置成以第一和第二配置操作以在vd1和vd2处提供bjtq1和q2的发射极节点处的电压。在第一配置中，bjtq1的发射极处的二极管电压被提供给vd1，而bjtq2的发射极处的二极管电压被提供给vd2。在第二配置中，bjtq1的发射极处的二极管电压被提供给vd2，而bjtq2的发射极处的二极管电压被提供给vd1。同样如上文所述的，切换元件310被配置成以与切换元件308协调的方式操作，使得当切换元件310处于第一配置时，切换元件308处于第一配置，以及当切换元件310处于第二配置时，切换元件308处于第二配置。

因此，当第一切换元件308和第二切换元件310二者都处于它们的第一配置中时，偏置电流i2被路由到bjtq1且偏置电流i1被路由到bjtq2。同时，在输出端子302c处提供的bjtq1的二极管电压被路由以向数字码计算单元312提供vd1，而在302d处提供的与bjtq2相关联的二极管电压被路由以向数字码计算单元312提供vd2。相反，当第一切换元件308和第二切换元件310二者都处于它们的第二配置中时，偏置电流i1被路由到bjtq1且偏置电流i2被路由到bjtq2。同时，在输出端子302c处提供的bjtq1的二极管电压被路由以向数字码计算单元312提供vd2，而在302d处提供的与bjtq2相关联的二极管电压被路由以向数字码计算单元312提供vd1。

在图3的情况中，第一切换元件308和第二切换元件310的该协调操作的净效应是vd1接收作为i1的函数的二极管电压，而不管切换元件308和310的配置，而vd2接收作为i2的函数的二极管电压，而不管切换元件308和310的配置。由此，在每个阶段期间，可以获得δvbe，其中δvbe是q1的vbe和q2的vbe之间的差。在一个阶段，δvbe可以是q1的δvbe减去q2的δvbe。在另一阶段，δvbe可以是q2的δvbe减去q1的δvbe。随后，δvbe的两个值可以被平均以获得最终δvbe，这移除了由于q1和q2之间的任何失配而产生的误差。

虽然从感测电路302获得的平均δvbe将计及失配误差，但是平均δvbe将不会计及其他工艺变化。然而，如上文所述，带隙电压对温度不敏感并且具有与δvbe的强相关性。由此，vbg可以被用来如以下产生经校正的δvbe(δvbe_corr)。

δvbe_corr＝δvbe-(k·vbg+c).(1)

其中k和c分别是δvbe和vbg之间的预定义线性相关性的斜率和截距。针对特定技术，预定义线性相关性可以经由使用该特定技术制造的器件的表征来先验已知地确定。经校正的δvbe可以随后被用来获得温度。

然而，如上文所述，获得vbg和二极管电压差在模拟域中可能是耗时的。相应地，如图1中，图3的电路被配置成在数字域中计算δvbe和vbg，这可以被显著更快地完成。具体而言，感测电路302的输出可以由数字码计算单元312和数字校准引擎314与参考电压vr1和vr2联用来在数字域中快速计算δvbe、vbg和经校准的温度。

如上文所讨论的，针对图1，来自感测电路302的二极管电压值(即，vbe值)可以经由数字码计算单元312与两个参考电压vr1和vr2组合。具体而言，数字码计算单元312可以包括模数转换器(adc)来生成可以与数字校准引擎314联用来计算温度的数字码di。

在一方面，在数字码计算单元312处生成的数字码可以包括其输入之间的特定差值。具体而言，切换元件308和310在第一阶段或时间(即，第一配置)期间的vbe值之间的差(dδvbe1)、切换元件308和310在第二阶段或时间(即，第二配置)期间的vbe值之间的差(dδvbe2)、vr1和vr2之间的差(dδvr)，以及vr1和vbe值中的一者之间的差(dvr1-vbe)。这些数字域中的差值与模拟域中的值的关系如下：

dδvbe1＝δvbe_阶段1/vref；(2)

dδvbe2＝δvbe_阶段2/vref；(3)

dδvr＝(vr1-vr2)/vref；以及(3)

dvr1-vbe＝(vr1-vbei)/vref.(4)

在以上等式中，δvbe_阶段1是第一阶段或时间期间的vbe值之间的差，δvbe_阶段2是第二阶段或时间期间vbe值之间的差，vr1是第一参考电压，vr2是第二参考电压，vbei是两个二极管电压中的一者，而vref是adc的参考电压。

数字码可以随后被输入到数字校准引擎314中，其进而计算q1和q2之间的δvbe、vbg和经校准的温度(tcal)。例如，δvbe可以基于式(2)、(3)和(4)的组合而计算如下：

其中δvbe是两个阶段或时间的平均δvbe，而δvr是vr1和vr2之间的差。这里，由于器件失配而引起的δvbe中的误差被最小化。

vbe可以基于式(3)和(4)的组合被计算如下：

基于式(5)和(6)，vbg可以随后被计算为：

vbg＝vbe+mδvbe(7)

其中m是常数值(其获取自集成电路的表征)以实现非温度敏感带隙电压。

最终，可以使用所计算的δvbe和vbg值来获得经校正的δvbe，如下：

δvbe_corr＝δvbe-(k·vbg+c),(8)

其中k和c是δvbe和vbg的相关式的斜率和截距。这些可以从表征中推导而得。这里，由于工艺变化而引起的δvbe中的误差被最小化。

一旦获得经校正的δvbe，数字校准引擎可以随后行进到计算经校准的温度。具体而言，经校准的温度通过下式与经校正的δvbe相关：

tcal＝a×δvbe_corr+b,(9)

其中a和b是已知常数或是可以从测量推导而得的常数以将δvbe_corr转换成温度。可以经由使用相同工艺技术在多个已知温度制造的器件的测量而先验已知地确定a和b的值。

应当注意，以上所给出的等式是基于图3中所示的组件的配置的。相应地，本公开针对感测电路的其他配置进行了构想，上文所描述的等式可能发生变化。

如上文所讨论的，经校准的温度的计算是取决于参考电压vr1和vr2的。此类参考电压可以用任何方式从vdd生成。在一方面，多个独立电压源可以被提供以供应vr1和vr2。在另一方面，如图3中所示，分压电路330可以被用来从vdd推导vr1和vr2。即，如图3中所示，分压器330被配置成包括在vdd和接地之间串联的电阻器r1、r2和r3。vr1可以随后从r1和r2之间的节点取得，而vr2可以从r2和r3之间的节点取得。应当注意，图3中的参考电压vr1和vr2可以期望是稳定的，因为在仔细布局的情况下不期望电阻器r1、r2和r3对于失配是敏感的，即使在较小半导体工艺节点也是如此。

然而，为了确保来自数字校准引擎314的准确温度值，vr1和vr2可以与其他参考值(诸如分压器电路330的接地节点)一起被提供给数字校准引擎314(如图3中虚线所示)。例如，如图3中所示，用于vr1和vr2的电压，与相关联的接地电压一起可以经由模拟输入通道被供应给数字校准引擎314。如图3中所示，此类输入通道可以包括第三切换电路332，该第三切换电路332被提供以在vr1和vr2之间选择一者直接提供给数字校准引擎314。任选地，模拟输入通道还可以包括第四切换电路334以供应与vr1和vr2相关联的接地参考电压。数字校准引擎314可以随后使用vr1和vr2(单独地或与接地参考电压组合)来确定温度。在一些方面，数字校准引擎314可以被配置成包括缓存器、斩波器和/或其他组件，从而进行vr1、vr2和接地参考电压的多次测量，诸如4次、8次或16次。随后由数字校准引擎314利用的实际值可以是这些多个测量的平均值。

虽然图3解说了特定组件及其特定布置，但是应当理解这仅仅是为了便于解说和描述。由此，本公开构想了，在一些方面，可以提供比图3中所示的更多或更少的组件。类似地，本公开还构想了可以提供与图3中不同的其他组件。例如，应当理解，控制器电路(如上文针对图1所讨论的)可以被提供以控制和协调图3中所示的任何组件的操作。在另一示例中，应当理解，复用器电路(如上文针对图1所讨论的)可以被提供以接入感测电路302的多个实例。

现在转向图4，示出了用于使用例如图1和图3中所解说的配置中的任一者来计算经校准的温度的示例性方法400的流程框图。方法400可以任选地始于在框402，若在集成电路中存在感测电路的多个实例，则选择一感测电路。在一方面，这可以涉及(如上文针对图1所讨论的)复用器118和120将主模块104耦合到诸感测电路102中的一者的操作。然而，在其他方面，在集成电路中可以仅提供单个感测电路。

接着，在框404，根据第一和第二配置，第一和第二不同电流被提供给所选感测电路以用于其中的二极管器件对。如上文所讨论的，这可以涉及使用电流生成电路106生成i1和i2(如上文针对图1所讨论的)以及将电流路由到感测电路102的输入端子102a、102b。如同样在上文针对图1所讨论的，路由可以涉及将第一切换电路108配置成根据第一或第二配置中的一者操作以选择性的将i1和i2分别路由到输入端子102a和102b，或分别路由到输入端子102b和102a。路由还可以涉及提供控制器电路116以使得第一切换电路108在不同时间或阶段期间在第一和第二配置之间交替。

因为在框404不同的电流被提供给感测电路，所以在框406可以获得或者收集或者路由二极管对的二极管电压。如上文针对图1所讨论的，这可以涉及经由控制器电路116或一些其他组件来协调第二切换电路110的操作和第一切换电路108的操作。同样如上文所注意到的，二极管电压的路由还可以涉及利用一个或多个组件来收集每个二极管电压的多个测量，以及随后在将这多个测量用于δvbe、vbe、vbg、或者tcal的任何后续计算之前对这多个测量求平均。

随框406之后，在框408，所收集的二极管电压可以与参考电压组合来计算数字码。如上文针对图3所讨论的，这可以涉及将二极管电压转换到数字域中以及计算表示不同阶段期间的二极管电压之间的差、参考电压之间的差和参考电压中的一者和二极管电压中的一者之间的差的数字码。最终，在框410，该数字码可以被用来计算经校准的温度。如上文所讨论的，这可以涉及从数字码计算单元112接收数字码，以及经由模拟输入通道接收任何参考电压。

上文所描述的方法体系已经被测试并示出以在小半导体工艺节点处提供显著改进的温度测量，如以下在图5中的表格中所示出的。图5是示出两个示例性半导体工艺节点(16nm和14nm)的δvbe和温度误差的表格。图5中的数据仅出于解说性目的而提供并不应当在任何方面被解读为限制本公开的范围。图5中的数据示出了不提供校正机制(即，常规温度感测电路)、仅提供失配校正机制(即，为感测电路提供切换元件——以移除由于晶体管失配而引起的误差)、以及提供失配和工艺变化校正机制二者(即，感测电路的切换元件以及数字校准引擎——以移除由于晶体管失配引起的误差以及提供δvbe的校正)。如图5中所示，不提供用于失配或工艺变化中任一种的校正机制类型导致大于1mv的δvbe误差，其对应于至多达5℃的温度测量误差。如上文所述，此类误差程度会要求显著的保护带以避免破坏集成电路。

然而，同样如图5中所示的，简单地提供失配校正显著地减小了误差。具体而言，针对16nm和14nm技术，误差分别从5℃减小到了2.5℃和2.2℃。虽然该误差减小相当于50％的改进，但是针对此类误差(～2.5℃)可能要求的保护带对于特定应用来说仍然是显著的。如上文所讨论的，通过提供失配和工艺变化校正二者来获得进一步的改进，如上文所讨论的。参照回图5，图5示出了纳入两种类型的校正使得针对16nm和14nm技术，误差分别从5℃减小到了1.3℃和1.0℃。这是误差的75％到80％的减小。结果，将仅需要相对较小的保护带(约1-1.5℃)。因此，由于温度测量而将采取不恰适的措施的可能性被显著减小，因为温度误差被明显地缩减了。

在一些方面，所描述的方法体系可以被用来高效地计算经校准的温度。然而，在其他方面，上文所描述的方法体系可以被流线化以提供在其中温度可以直接从δvbe确定的校准传感器。具体而言，这涉及认识到经校准的温度可以替换地表达为：

其中，t0是校准温度(例如，30℃)，d是tcal处δvbe的数字码，dto是校准温度t0处δvbe的数字码，而s是将δvbe的数字码与温度相关的线的斜率。

校准过程可以首先始于获得斜率s。这可以涉及在多个温度执行图4的方法多次以获得δvbe相对温度的数据。基于该数据，s可以被推导并存储以供将来使用。校准过程随后要求获得期望的t0处的dt0。这可以涉及在室温或者某个其他方便的温度获得δvbe_corr(如上文所讨论的，其本身涉及获得δvbe和vbg)。应当注意，s可以在一定程度上因变于温度而变化，所以在一些方面，用于校准的温度可以被选择为靠近可能被测量的温度。随后倒算出经校准的温度。使用经校准的温度、s以及δvbe_corr的数字值，dto可以通过将式(10)重新安排成下式来获得：

dto＝dδvbe-s·(tcal-t0)(11)

dto可以随后与t0的所选值一起被存储以供将来使用。在“任务”模式中，δvbe_corr的数字值可以随后被获得并与所存储的值和式(10)联用来获得经校准的温度。

虽然参照一个或多个实现解说并描述了本公开的技术，但是本领域技术人员在阅读并理解本说明书和所附插图之际将领会等效的替换和修改。此外，虽然本公开的特定特征已经仅参照多个实现中的一者公开，但是此类特征可以与其他实现的一个或多个其他特征组合，其可以对于任何给定的或特定的应用都是期望的和有益的。

例如，本领域技术人员将领会，结合本文公开所描述的各种解说性逻辑框、模块、电路、和其他框可被实现为电子硬件、计算机软件、或两者的组合。为清楚地解说硬件与软件的这一可互换性，各种解说性组件、块、模块、电路、和其他框在上面是以其功能性的形式作一般化描述的。此类功能性是被实现为硬件还是软件取决于具体应用和施加于整体系统的设计约束。技术人员可针对每种特定应用以不同方式来实现所描述的功能性，但此类实现决策不应被解读为致使脱离本公开的范围。

进一步，结合本文公开描述的各种解说性逻辑框、模块、以及电路可在通用处理器、数字信号处理器(dsp)、专用集成电路(asic)、现场可编程门阵列(fpga)或其他可编程逻辑器件、分立的门或晶体管逻辑、分立的硬件组件、或其设计成执行本文中描述的功能的任何组合内实现或执行。

本文中所使用的术语仅出于描述本公开特定方面的目的，而并不旨在限定本发明。如本文所使用的，单数形式的“一”、“某”和“该”旨在也包括复数形式，除非上下文另有明确指示。此外，就在详细描述和/或权利要求书中使用术语“包含”、“包括”、“具有”、“带有”或它们的其他变体而言，这些术语旨在成为与术语“包括”相似的方式为的包含性。

除非另行定义，否则在本文中所使用的所有术语(包括技术和科学术语)具有与本发明所属技术领域的普通技术人员所通常理解的相同的含义。同样的，本文中针对所列值或性质所使用的术语“大约”、“基本上”和“大致”旨在指示在所列值或性质的20％以内，除非在上文中另行指定。将进一步理解，术语(诸如在通常使用的字典中定义的那些)应当被解读为具有与它们在相关领域的上下文中的意义一致的意义，而不会以理想化或过度正式的形式解读，除非在本文中明确如此定义。