压电元件用驱动电路的制作方法

技术领域

本发明涉及对压电元件施加彼此反相的两个驱动信号的压电元件用驱动电路。

背景技术：

以往，对生成提供给压电元件的驱动信号的驱动电路进行了各种设计。例如，在专利文献1中记载了一种驱动电路，该驱动电路通过使用正反馈环路来生成以压电元件的谐振频率来驱动该压电元件的驱动信号。

此外，除了专利文献1以外，以往，作为用于将相位反转的两个驱动信号提供给电动机等负载的电路，H桥电路已经投入了实际应用。H桥电路能获得电压为电源电压的两倍的驱动信号，具有能以低功耗提高驱动电压这样的优点。因此，在利用电池等低电压电源等来驱动压电元件的情况下，将H桥电路装入专利文献1所示的自激驱动电路中，从H桥电路的两个输出端子对压电元件提供驱动信号，这样的结构是有效的。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2008－89308号公报

技术实现要素：

发明所要解决的问题

然而，由于H桥电路是开关控制电路，因此，从H桥电路输出的驱动信号成为矩形波。此外，由于从H桥电路输出的驱动信号为矩形波，驱动电路为自激电路，因此，经反馈而再次输入H桥电路的控制信号也成为矩形波。即，在这样的驱动电路中，在反馈环路中传输的信号成为矩形波，当然，施加给压电元件的驱动波形恒定为矩形波。

此处，矩形波是每单位时间的电压变化量(以下称为压摆率)较为陡峭的波形，不仅具有压电元件的谐振频率的频率分量，而且具有非常大的范围的频率分量。即，不仅存在对压电元件的实质上的动作作贡献的频率分量，还存在例如如压电元件的谐振频率的高次谐波那样对实质上的动作不作贡献、而只是进行谐振并消耗电力的频率分量。

因此，若单纯地将上述的自激驱动电路与H桥电路进行组合，则难以有效地降低功耗。

因此，本发明的目的在于实现一种对于压电元件确保较高的驱动电压、且能以低功耗进行动作的压电元件用驱动电路。

解决技术问题所采用的技术方案

本发明的压电元件用驱动电路对压电元件施加彼此反相的两个驱动信号。该压电元件用驱动电路包括H桥电路、电流检测用电阻、差动放大电路、以及反相电路。H桥电路包括第1输入端子和第2输入端子、以及分别与压电元件相连接的第1输出端子和第2输出端子。电流检测用电阻连接在压电元件与第1输出端子之间。差动放大电路将电流检测用电阻的两端电压作为输入。反相电路与差动放大电路的输出端子相连接。反相电路的输入端子与第1输入端子相连接，反相电路的输出端子与第2输入端子相连接。差动放大电路包括压摆率降低电路。

在该结构中，能实现自激驱动电路。因此，例如，在将压电元件用于压电泵的情况下，即使压电元件的谐振频率因周围的环境变化而发生变动，也能以压电泵的位移量成为最大的频率高效地进行驱动。此外，通过在差动放大电路中包括压摆率降低电路，经反馈而输入H桥电路的控制信号的上升特性及下降特性变得平缓。因此，压电元件的驱动信号不是矩形波，而是台阶状的波形，从而使上升特性及下降特性变得平缓。由此，能抑制对压电元件的动作不作贡献的频率分量(不需要的频率分量)施加给压电元件。因此，能实现一种对于压电元件确保较高的驱动电压、且能以低功耗进行动作的压电元件用驱动电路。由此，在利用电池驱动压电元件时，能延长电池的寿命。

此外，优选为本发明的压电元件用驱动电路的压摆率降低电路为低通滤波器电路。

在该结构中，由于压摆率降低电路为低通滤波器，因此，能以比较简单的电路结构使输入H桥电路的控制信号的压摆率降低。

此外，优选为本发明的压电元件用驱动电路包括连接在差动放大电路输出端子与反相输入端子之间的具有带通滤波功能的放大电路。

在该结构中，能以比较简单的电路结构使H桥控制信号输入的压摆率降低，由此能使功耗下降。

此外，优选为将本发明的压电元件用驱动电路中的H桥电路的输入电压设定为使构成H桥电路的FET处于不饱和区域的值。

在该结构中，从H桥电路输出的驱动信号的波形的倾斜变得平缓。因此，能获得不需要的频率分量进一步受到抑制的驱动信号。由此，能进一步降低功耗。

发明效果

根据本发明，能够实现对于压电元件能确保较高的驱动电压，并以低消耗电力进行动作的压电元件用驱动电路。由此，在利用电池来驱动压电元件时，能延长该电池的寿命。

附图说明

图1是本发明的实施方式1所涉及的压电元件用驱动电路10的电路结构图。

图2是本发明的实施方式1所涉及的带LPF的差动放大电路12的电路图。

图3是表示H桥电路11的控制信号及驱动信号、和压电元件的驱动电压的波形的图。

图4是表示本发明的实施方式1所涉及的压电元件用驱动电路10中的驱动信号波形、以及现有的压电元件用驱动电路中的驱动信号波形的图。

图5是表示以下两种压电泵中流量相对于压摆率的变化和功耗相对于压摆率的变化的图，这两种压电泵分别是使用由本发明的实施方式1所涉及的压电元件用驱动电路进行驱动的压电元件的压电泵，以及使用由现有的驱动电路进行驱动的压电元件的压电泵。

图6是表示以下两种压电泵中流量的时间变化的图，这两种压电泵分别是使用由本发明的实施方式1所涉及的压电元件用驱动电路进行驱动的压电元件的压电泵，以及使用由现有的驱动电路进行驱动的压电元件的压电泵。

图7是本发明的实施方式2所涉及的压电元件用驱动电路10A的电路结构图。

图8是本发明的实施方式2所涉及的带BPF的差动放大电路13A的电路图。

图9是表示压电元件的驱动电压的波形的图。

图10是表示各种压摆率降低电路的图。

具体实施方式

参照附图对本发明的实施方式1所涉及的压电元件用驱动电路10进行说明。图1是本发明的实施方式1所涉及的压电元件用驱动电路10的电路结构图。

压电元件用驱动电路10包括H桥电路11、带LPF的差动放大电路12、放大电路13、反相电路14、以及电阻器15、16。带LPF的差动放大电路12相当于本发明的“压摆率降低电路”。另外，利用本实施方式的压电元件用驱动电路10进行驱动的压电元件P例如用于压电泵。不过，也能够适用于在形成以下振动的压电陀螺仪等各种振动传感器中进行使用的压电元件，该振动中基波为弯曲信号，高次谐波对科里奥利力的检测不作贡献。

H桥电路11由多个FET构成，包括第1输入端子IN1、第2输入端子IN2、第1输出端子OUT1、以及第2输出端子OUT2。第1输入端子IN1与反相电路14的输入端子相连接。第2输入端子IN2与反相电路14的输出端子相连接。第1输出端子OUT1与压电元件P的第1端子相连接。在第1输出端子OUT1与压电元件P的第1端子之间连接有成为电流检测用电阻的电阻器15。第2输出端子OUT2与压电元件P的第2端子相连接。在第2输出端子OUT2与压电元件P的第2端子之间连接有电阻器16。电阻器15、16是示出相同特性(电阻值等)的电阻器，第1输出端子OUT1和第2输出端子OUT2进行平衡驱动。

电阻器15的两端901、902与带LPF(低通滤波器)的差动放大电路12的输入端子相连接。

图2是本发明的实施方式1所涉及的带LPF的差动放大电路12的电路图。带LPF的差动放大电路12包括运算放大器120、电阻器121、122、123R、124R、以及电容器123C、124C。

运算放大器120的反相输入端子经由电阻器121与电阻器15的第1端901相连接。运算放大器120的非反相输入端子经由电阻器122与电阻器15的第2端902相连接。

在运算放大器120的输出端子与反相输入端子之间连接有电阻器123R和电容器123C的并联电路。运算放大器120的非反相输入端子与电阻器124R和电容器124C的并联电路相连接。对该电阻器124R和电容器124C的并联电路中的、与运算放大器120的非反相输入端子相反一侧的端部施加成为基准电位的中间电位V_M。

通过适当地设定电阻器123R和电容器123C的并联电路的元件值、以及电阻器124R和电容器124C的并联电路的元件值，从而设定低通滤波器的通带及衰减特性。压电元件P例如通过与输入信号的谐振驱动来进行弯曲振动。压电元件P 的谐振频率例如为25kHz。对于低通滤波器的通带及衰减频带，对各元件值进行设定，以使压电元件P进行弯曲的谐振频率处于通带内，并使该谐振频率的三次谐波以上的频率处于衰减频带内。

带LPF的差动放大电路12将中间电位V_M作为基准电位，通过施加给压电元件P的驱动电流所引起的电阻器15的两端电压的差动进行动作，并输出差动信号。此时，由于上述的低通滤波器已经进行了设定，因此压电元件P的谐振频率的高次谐波分量受到抑制。

带LPF的差动放大电路12的输出端子与放大电路13的输入端子相连接。放大电路13以规定增益对所输入的差动信号进行放大，并进行输出。该输出信号成为第1控制信号。

放大电路13的输出端子与反相电路14的输入端子相连接，并且与H桥电路11的第1输入端子IN1相连接。通过该结构，第1控制信号输入H桥电路11的第1输入端子IN1。

反相电路14并不改变第1控制信号的振幅，而是使相位进行反转并进行输出。该输出信号成为第2控制信号，是与第1控制信号反相的信号。如上所述，反相电路14的输出端子与H桥电路11的第2输入端子IN2相连接。通过该结构，第2控制信号输入H桥电路11的第2输入端子IN2。

通过这样的结构，将施加给压电元件P的驱动信号反馈，并用作H桥电路11的控制信号。此时，通过对各电路元件的元件值及特性进行设定，以使得压电元件P进行弯曲的谐振频率下的反馈系统的增益设为1以上、相位角设为0°，从而满足巴克豪森的振荡条件，实现利用谐振频率对压电元件P的驱动。

由这样的结构构成的压电元件用驱动电路10以如下的方式进行动作。图3是表示H桥电路11的控制信号及驱动信号、和压电元件的驱动电压的波形的图。在图3中，虚线是现有的结构所产生的波形，实线是本实施方式的结构所产生的波形。

如上所述，由于压电元件用驱动电路10满足巴克豪森的振荡条件，因此，若流过压电元件P的电流逐渐增大，则施加给压电元件P的电压也随之增大。在这样的结构中，若从未图示的电源电路对各放大电路的放大器施加电路驱动用电压，则处于反馈系统的线路上的微小的噪声会进行正反馈，并持续放大直到达到放大器的饱和条件。由此，与电路驱动用电压相应的第1控制信号及第2控制信号输入H桥电路11，与上述第1、第2控制信号相应的第1、第2驱动信号提供给压电元件P。

此处，若在差动放大电路中不具有低通滤波器，则如图3的虚线所示，从H桥电路11输出的第1、第2驱动信号成为矩形波，经反馈的第1、第2控制信号也成为矩形波。因此，由该第1、第2控制信号所生成的下一个第1、第2驱动信号成为矩形波。由此，第1驱动信号与第2驱动信号的差分即压电元件的驱动电压也成为矩形波。如上所述，其理由在于：包含有较多的对压电元件的弯曲振动作贡献的频率以外的频率分量，因而没有充分地对功耗量进行抑制。

然而，通过使用本实施方式的结构，利用带LPF的差动放大电路12来抑制压电元件P的谐振频率的三次以上的高次谐波分量，因此，第1、第2控制信号的压摆率如图3所示得以降低。即，第1、第2控制信号的上升及下降不是陡峭的，而是平缓的。换言之，第1、第2控制信号从Low电平(电位)向Hi电平(电位)的状态转换以及从Hi电平向Hi电平的状态转换不是瞬间切换的，而是逐渐从Low电平向Hi电平、从Hi电平向Low电平进行状态转换的。

此处，如图3所示，相对于第1、第2控制信号，将开关阈值V_TH1、V_TH2设定为与Low电平相近的电平。由此，第1控制信号与第2控制信号的状态转换的时刻不同。换言之，由第1控制信号进行的开关的切换时刻不同于由第2控制信号进行的开关的切换时刻。

由此，通过使开关的切换时刻不同，如图3所示，第1驱动信号的状态转换时刻不同于第2驱动信号的状态转换时刻。具体而言，第1、第2驱动信号的Hi电平的期间比Low电平的期间要短。

通过这样的控制，如图3的最下段所示，第1驱动信号与第2驱动信号的差分即压电元件P的驱动电压成为电压一边台阶状地进行转换一边进行振动的信号。

图4是表示本发明的实施方式1所涉及的压电元件用驱动电路10中的驱动信号波形、以及现有的压电元件用驱动电路中的驱动信号波形的图。如图4所示，与作为现有的驱动信号的波形的矩形波相比，本实施方式的驱动信号是接近于正弦波的波形。这表示不需要的高次谐波分量受到了抑制。

因此，施加给压电元件P的高次谐波分量受到抑制，从而能抑制将对压电元件P的弯曲动作不作贡献的频率分量施加给压电元件P。

此外，通过使用利用这样的驱动方法进行驱动的压电元件来构成压电泵，能获得以下的作用效果。

图5是表示以下两种压电泵中的流量相对于压摆率的变化和功耗相对于压摆率的变化的图，这两种压电泵分别是使用由本发明的实施方式1所涉及的压电元件用驱动电路进行驱动的压电元件的压电泵，以及使用由现有的驱动电路进行驱动的压电元件的压电泵。如图5所示，即使使压摆率降低，到规定的压摆率为止，流量也基本上没有下降。另一方面，通过使压摆率降低，能降低功耗。即，通过适当设定压摆率，能够在不降低流量的情况下实现功耗得以抑制的压电泵。例如，如果是获得图5这样的特性的情况，则通过将压摆率设定为5V/μs左右，则能够在不降低流量的情况下有效地降低功耗。

图6是表示以下两种压电泵中的流量的时间变化的图，这两种压电泵分别是使用由本实施方式的压电元件用驱动电路进行驱动的压电元件的压电泵，以及使用由现有的驱动电路进行驱动的压电元件的压电泵。图6的结果是利用相同容量的电池进行驱动的情况的比较例。

由图6可知，若以现有的驱动电路的电池的持续时间作为基准来比较本实施方式的驱动电路，则电池的持续时间达到2.5倍以上。而且，与以往相比，流量没有大幅度的下降，显示出稳定的动作。

由此，通过使用本实施方式的压电元件用驱动电路，与现有的驱动电路相比，能大幅度地节省电力。尤其是，在将该压电元件用驱动电路用于压电泵的压电元件的驱动的情况下，能够在不会使压电泵的流量大幅度地下降的情况下大幅度地节省电力。

接下来，参照附图对本发明的实施方式2所涉及的压电元件用驱动电路进行说明。图7是本发明的实施方式2所涉及的压电元件用驱动电路10A的电路结构图。

压电元件用驱动电路10A包括H桥电路11、带LPF的差动放大电路12、带BPF的放大电路13A、反相电路14、以及电阻器15、16。

本实施方式的压电元件用驱动电路10A相对于实施方式1所示的压电元件用放大电路10，将放大电路13设为带BPF的放大电路13A。其它结构相同，因此，仅对与带BPF的放大电路13A的使用相关的部分进行说明。

带BPF的放大电路13A的输入端子与带LPF的差动放大电路12的输出端子相连接。带BPF的放大电路13A的输出端子与反相电路14的输入端子相连接，并且与H桥电路11的第1输入端子IN1相连接。

图8是本发明的实施方式2所涉及的带BPF的差动放大电路13A的电路图。带BPF的差动放大电路13A包括运算放大器130、电阻器131R、132R、133R、以及电容器131C、132C。

运算放大器130的反相输入端子经由电容器131C和电阻器131R的串联电路与带LPF的差动放大电路12的输出端子相连接。在该串联电路中，电容器131C配置在反相输入端子一侧，电阻器131R配置在带LPF的差动放大电路12一侧。

运算放大器130的输出端子经由电阻器132R与反相输入端子相连接。运算放大器130的输出端子经由电容器132C与电容器131C和电阻器131R之间的连接点相连接。

在该电容器131C和电阻器131R之间的连接点上经由电阻器133R施加中间电位V_M。此外，在运算放大器130的非反相输入端子上施加中间电位V_M。

通过适当地设定电阻器131R和电容器131C的串联电路的元件值、以及电阻器132R和电容器132C的并联电路的元件值，从而设定带通滤波器的通带及衰减特性。并对各元件值进行设定，以使得有助于压电元件P的不同振动模式下的弯曲的谐振频率、谐振频率的二次谐波处于衰减频带内，并使压电元件P进行弯曲的谐振频率处于通带内。

通过采用这样的结构，不仅能抑制有助于压电元件P的不同振动模式下的弯曲的谐振频率，还能抑制利用带LPF的差动放大电路12所无法完全抑制的、对压电元件P的弯曲不作贡献但会使功耗增加的谐振频率。由此，能进一步降低功耗。

另外，在上述的各实施方式的说明中，优选为将输入H桥电路11的第1、第2控制信号的电压值设定为使FET处于线性区域、即不饱和区域的值。该电压设定能够通过对来自电源电路的电路驱动用电压、以及可根据该电路驱动用电压进行设定的中间电位V_M进行适当的设定而得以实现。

由此，能实现图9所示的压电元件的驱动电压波形。图9是表示在线性特性区域利用FET时的提供给压电元件的驱动电压的波形的图。如图9所示，通过使用FET的非线性特性区域，能降低电压台阶状地进行变化时的电压的时间变化率。即，能降低各级的压摆率。由此，成为进一步接近于正弦波的驱动电压波形，从而能够在不抑制基本频率(压电元件进行弯曲的谐振频率)的情况下进一步抑制高次谐波频率分量。其结果是，能进一步降低功耗，延长电池的寿命。

另外，更优选为将输入H桥电路11的第1、第2控制信号的电压值中的最大峰值电压值设定为构成H桥电路11的FET处于非线性区域、即饱和区域的值，其中，该最大峰值电压值是在一个周期内第1、第2控制信号的振幅成为最大的电压值。

在所述实施方式中，压电元件P是进行谐振驱动的压电泵，但并不限于此，例如，也可以是压电元件单体。压电元件例如由锆钛酸铅类陶瓷、铌酸钾钠类及碱铌酸类陶瓷、水晶、钽酸锂、铌酸锂等构成。此外，也可以是形成基本波为弯曲振动、高次谐波对科里奥利力的检测不作贡献这样的振动的压电陀螺仪等各种振动传感器等。

此外，在所述实施方式中，压电元件P的振动模式设为弯曲振动模式，但并不限于此。例如，也可以使用厚度伸缩振动模式(thickness expansion vibration mode)来进行驱动。

此外，在所述实施方式中，H桥由FET构成，但并不限于此，例如，也可以由双极型晶体管构成。

此外，在所述实施方式中，通过低通滤波器来形成压摆率降低电路，但并不限于此。例如，也可以通过在差动放大电路的后级设置相位电路、线性放大器来实现。此外，低通滤波器可以多级连接，既可以是将电容器、电阻器等无源元件进行组合而成的低通滤波器，也可以仅是电容器。图10是表示各种压摆率降低电路的图。图10(A)的压摆率降低电路由相位电路构成。图10(B)的压摆率降低电路仅由连接于信号线与接地电位之间的电容器构成。图10(C)的压摆率降低电路由压摆率较低的线性放大器构成。

最后，上述实施方式的说明在所有方面均为例示，而并不应当被认为是限制。本发明的范围由权利要求的范围来表示，而并非由上述实施方式来表示。而且，本发明的范围还包括与权利要求的范围等同的意思及范围内的所有变更。

标号说明

10、10A：压电元件用驱动电路

11：H桥电路

12：带LPF的差动放大电路

13：放大电路

13A：带BPF的放大电路

14：反相电路

15、16：电阻器

120：运算放大器

121、122、123R、124R：电阻器

123C、124C：电容器