控制压电驱动器的装置的制作方法

本发明涉及控制压电驱动器的领域，具体地，本发明涉及一种使得此类驱动器的迟滞减少的控制电路。
背景技术：
：压电驱动器有两种主要类型：一种是直接驱动器，其中，所获取的位移等于压电材料的形变，所述位移为微米级；另一种是放大驱动器，其中，机械电路放大了运动，从而提高了位移程度，所述位移为毫米级。在这些装置中，利用电场来获得压电材料的形变并控制位移。驱动器可以是电压控制的，也可以是电荷控制的。专利u.s.4,263,527(comstock)描述了一种电荷控制压电驱动器的装置。专利u.s.7,015,621b2(mizuuchi)描述了一种电压控制压电驱动器的装置。虽然电压控制是最常见的解决方案，并且最容易实现，但它有一个主要缺点，即依赖于所施加的电压的驱动器的位移不是线性的。具体地，这是由于压电材料的物理参数的变化(即，蠕变和迟滞)而导致的。蠕变是材料随着时间的推移而发生的形变的缓慢偏差，表现为驱动器在恒定电压下的缓慢延长，并导致从最初的位移设定点开始每十倍时间百分之几的位移。迟滞是即使状态改变的外部激励的行为已经停止，系统也倾向于保持某种状态的属性。压电驱动器在施加的电压和所引起的位移之间表现出迟滞。根据材料的性质，这种非线性可以在10％到20％之间变化，并且压电驱动器的位移根据向其施加的是升压还是降压而不同。存在用于改善压电驱动器的行为，特别是用于减少迟滞的解决方案。专利申请fr2850219(j.agnus等)描述了一种压电驱动器的电压控制和电荷控制相结合的装置，其可以获得开环线性静态行为，从而减少了迟滞。然而，该电路需要增加切换装置，以从一种控制模式切换到另一种控制模式。那么就需要一种克服已知方法的缺点的解决方案。本发明解决了这一需要。技术实现要素：本发明的一个目的是提出一种能够结合两种类型的压电驱动器控制(即，电压控制和电荷控制)的系统，其中，根据施加于组件的输入端的电压的性质，电荷控制和电压控制之间的切换自动发生。有利地，本发明的装置易于实现且价格低廉，不需要用于驱动压电驱动器的其他外部电路。有利地，由于电容桥或电阻桥的匹配，所述装置在高频和低频时的增益是相同的。在低频甚至连续时，放大器的增益是由电阻器设定的，而在高频时，增益是由压电驱动器和称为参考电容器cref的电容器所形成的电容器的电容设定的。因此，从制造商提供的压电驱动器的固有电容cpzt和所期望的增益出发，估计(dimensionner)电阻桥(rpzt，rcref)和电容桥(cpzt，cref)的分立元件是一件简单的事，因为增益av由关系cref/cpzt＝rpzt/rcref给出。本发明的另一个优点是，该混合放大器能够与任何类型的压电驱动器一起工作，对于这些压电驱动器，无需了解等效滞后模型。因此，混合放大器使得可以在开环中控制任何压电驱动器，因为电压-位移特性实际上表现为线性。有利地，混合放大器的输出电压取自压电驱动器的端子，而不是取自集合(cpzt、rpzt、cref、rcref)的端子(在这种情况下，迟滞不减少)。在一个优选实施方案中，本发明的控制压电驱动器的装置包括：-运算放大器，其具有反相输入端和非反相输入端，以及使得输出电压能够输出的输出端；-电容电路，其包括串联的压电驱动器和电容器，所述电容电路由压电驱动器的自由端连接到运算放大器的输出端，并由电容器的自由端连接到低电压端子；-电阻电路，其包括串联的第一电阻器和第二电阻器，所述电阻电路由第一电阻器的自由端连接到运算放大器的输出端，并由第二电阻器连接到低电压端子；所述装置的特征在于，所述运算放大器的反相输入端连接到压电驱动器和电容器的公共端，并连接到第一电阻器和第二电阻器的公共端，所述电容电路和所述电阻电路形成阻抗桥。有利地，所述电容电路的阻抗比等于所述电阻电路的阻抗比。在一个操作模式下，以给定频率施加于所述运算放大器的非反相输入端的控制信号使得能够对压电驱动器进行电荷控制。在另一个操作模式下，施加于所述运算放大器的非反相输入端的连续控制信号使得能够对压电驱动器进行电压控制。在一个实施方案中，在-60v和+160v之间对所述运算放大器进行供电。在一个变体实施方案中，本发明的装置包括连接到压电驱动器端子的单向transil二极管，以限制所述端子处的电压。所述压电驱动器的端子处的电压可以分别被限制为+150v和-20v。在另一个变体中，本发明的装置还包括连接到所述运算放大器的输出端的电阻器，以限制输入压电驱动器的电流。本发明还包含了一种由所述的控制装置控制的干涉仪。有利地，所述干涉仪可以是法布里－珀罗干涉仪。压电驱动器在用于各种目的的各种领域中使用，诸如主动控制振动以用于辅助工业部件的加工、控制显微镜下的微小位移以用于扫描待探测表面、控制汽车喷射器、在打印机中产生细小液滴、调整光声学中激光腔的长度，或在天文学中反射镜的微定位。附图说明参照下列附图，本发明的各个方面和优点将出现以支持对本发明的一个优选的但非限制性的实施方案的说明：图1示出了现有技术的电压控制装置；图2示出了现有技术的电荷控制装置；图3示出了根据本发明的一个实施方案的混合控制装置；图4示出了本发明的装置的示例性实施方案；图5示出了本发明的装置的一个变体实施方案；图6示出了本发明的装置的另一个变体实施方案。具体实施方式图1示出了现有技术中已知的电压控制装置。电压控制的原理是通过放大器(12)对压电驱动器(10)的端子施加电压vs。该电路包括连接至运算放大器(12)的输出端的压电驱动器(10)。放大器(12)以非反向电路(montagenoninverseur)连接，并在第一输入端接收控制电压vc。第一电阻器r1(14)连接在放大器(12)的输出端和该放大器的第二输入端之间。第二电阻器r2(16)连接在放大器的第二输入端和低电压v0之间。根据以下关系，放大器(12)的输出电压vs正比于其控制电压vc：放大器(12)的电压增益av是恒定的，并由电阻r1和r2(14，16)根据以下等式定义：电路的频率响应由下列等式给出：其中，is是流过驱动器(10)的放大器(12)的输出电流，cpzt是驱动器的电容值。因此，频率“f”取决于电流is和输出电压vs。通常，输出电流被限制为设定最大频率值的值(用ilim表示)。这种类型的控制的缺点为具有相当高水平的迟滞，不适合需要微定位(例如，在光学领域中反射镜的非常精确的位移)的控制系统。图2示出了现有技术中已知的电荷控制装置。电荷控制的原理在于在压电驱动器的电极上施加恒量电荷，以获得控制和引起的位移之间的线性行为。图2的电路包括压电驱动器(20)，其连接在运算放大器(22)的输出端“out”和反相输入端(-)之间，该组件以非反向电路配置。输入电压vc施加于放大器的第二(非反相)输入端(+)。参考电容器(24)，其与压电驱动器(20)串联，同时连接至反相输入端。参考电容器(24)在其端子上具有电压vcref。电容cref的电容器接收与其端子上的电压成正比的电荷量qref。在电荷控制电路中，压电驱动器的形变是取决于电荷的线性形变。本领域的技术人员可以参考j.agnus的著作《一种压电微夹持器的研究、实现、特性和控制(etude，réalisation，caractérisationetcommanded'unemicropincepiézoélectrique)》，franche-comté大学，2003年，其更详细地描述了这种关系，并显示出在压电驱动器的电极上施加恒量的电荷使得可以获得控制和引起的位移之间的线性行为。虽然这种类型的电路使得迟滞大幅度减少(通常是10倍)，但是j.agnus已经在前述的文章中证明，该组件(montage)不能够使得最初施加的电荷长期保持，因此不能够使得压电驱动器保持恒定的线性形变。这种类型的电路不能够防止蠕变。在稳定状态或连续状态下，运算放大器是饱和的。具体来说，由于控制信号的频率为零，而电容器的阻抗是无限的，所以电容器表现为开路。在这种情况下，电容器cref(24)和驱动器(20)处于开路状态，而该组件表现得类似于电压比较器，从而导致运算放大器饱和。在动态状态下，驱动器(20)端子处的输出信号的频率完全取决于放大器的输出电流和输入电压vc的值。参照图2，压电驱动器(20)可以由等效电路替代，该等效电路是阻抗为zp(p)＝1/p.cpzt的电容器“cpzt”。此外，通过将“zr(p)”作为参考电容器(24)cref的阻抗，由于运算放大器(22)线性工作，并且阻抗zr(p)和zp(p)是串联的，于是zr(p)和zp(p)就形成了分压器。输入电压vc(p)的表达式由以下关系给出：由此产生的传递函数f(p)为：通过将zr(p)和zp(p)用其各自的表达式替换，得到下列结果：简化后，得出以下结果：于是，驱动器(20)端子上的电压为：所以，在动态状态下，放大器的电荷增益因此仅取决于压电驱动器的固有电容值以及与压电驱动器串联的电容器的固有电容值。考虑到参考电容器的电容固定，驱动器的电容随特定参数(包括驱动器的端子处的电压)而变化。于是，放大器的工作频率的表达式由以下等式给出：本领域的技术人员将观察到，输出信号的频率(因此在压电驱动器的端子处)完全取决于放大器的输出电流is和输入电压ve的值。因此，这种类型的电荷控制电路具有表现出蠕变效应和不能够进行连续控制的缺点。图3示出了根据本发明的一个实施方案的混合控制装置，该混合控制装置结合了电荷控制模式和电压控制模式两者。装置(300)将用于控制电荷控制模式的第一电路(302)与用于控制电压控制模式的第二电路(304)相结合，这两个电路与运算放大器(30)耦合。有利地，本发明的混合组件使得能够在电荷模式和电压模式之间自动地切换。放大器(30)在第一、非反相(+)输入端接收输入电压ve，并在输出端“out”输出输出电压vs。第一电路(302)包括串联的压电驱动器(32)和电容器(34)。压电驱动器(32)连接到运算放大器(30)的输出端“out”和反相输入端。串联的电容器(34)连接到运算放大器的反相输入端和低电压v0。第一电路是包括串联的压电驱动器和电容器的电容电路，所述电容电路由压电驱动器的自由端连接到运算放大器的输出端，并由电容器的自由端连接到低电压端子。第二电路(304)包括串联的分立元件，并由串联的第一电阻器(36)和第二电阻器(38)组成。第一电阻器(36)连接到运算放大器(30)的输出端“out”和反相输入端。第二电阻器(38)连接到运算放大器的反相输入端和低电压v0。第二电路是包括串联的第一电阻器和第二电阻器的电阻电路，所述电阻电路由第一电阻器的自由端连接到运算放大器的输出端，并由第二电阻器连接到低电压端子。优选地，低电压可以接地。放大器(30)的反相输出端(-)对应于电容电路(302)和电阻电路(304)两个电路之间的公共连接点“pc”。第一电路(302)的驱动器(32)和电容器(34)之间分别地，以及第二电路(304)的第一电阻器(36)和第二电阻器(38)之间分别地共用公共连接点pc。公共连接点“pc”具有用“vcref”表示的电压。因此，该装置的特征在于，运算放大器的反相输入端既连接到压电驱动器和电容器的公共端，又连接到第一电阻器和第二电阻器之间的公共端，电容电路和电阻电路形成阻抗桥。因此，本发明的装置提供了由第一电路(302)的电容器(32，34)和第二电路(304)的第一电阻器和第二电阻器(36，38)形成的阻抗桥。在下列情况下，该桥达到平衡：其中-cpzt表示压电驱动器(32)的固有电容；-cref表示电容器(34)的电容；-rpzt和rref分别表示第二电路(304)的第一电阻和第二电阻。有利地，定义了电阻桥(304)的电阻值，以补偿以下几种效应：-选择高阻值会导致组件的带宽减小，反之亦然；-在选择低阻值时，控制信号的频率必须很高，以便能够进行电荷控制；-选择高的电阻rpzt和rref的值(mω到gω的量级)具有以下缺点：分立电阻与电容器的漏电阻值具有相同的数量级，这使得不能达到等式给出的优化水平，也不能获得减少驱动器迟滞的混合控制。在laplace域，放大器的输出电压vs(p)和压电驱动器的端子上的电压vpzt(p)分别用下列等式(11)和(12)表示：其中，参数代表：-“p”是laplace变量；-“cpzt”是压电驱动器的固有电容；-“rpzt”是与驱动器并联的电阻；-“ccref”是参考电容器的电容；-“rcref”是与参考电容器并联的电阻。根据下列公式，可以根据运算放大器输出的最大输出电流ismax、输入电压ve(t)(认为是正弦型)的幅度ae和参考电容器cref的电容值来确定图3中的装置的斩波频率值：在考虑等式(12)时，本领域的技术人员将注意到，对于给定的输入电压，当“p”趋向于0时，传递函数的增益趋向于“rpzt/rcref”，而当“p”趋向于无穷时，传递函数的增益趋向于“ccref/cpzt”。从物理的角度来看，当频率趋向于0时，电容器cpzt(32)和cref(34)相当于开路。输出电流只流过电阻器rpzt(36)和“rcref”(38)。在这种模式下，装置表现得类似于电压控制电路。当频率趋于无穷时，电容器cpzt(32)和cref(34)相当于短路。所有的输出电流都流过这两个电容器。在这种模式下，装置表现得类似于电荷控制电路。有利地，在极低频率和极高频率下，输入信号和输出信号之间没有相移。低频增益由电阻器(36，38)设定，而高频增益则由电容器(32，34)设定。输出电流“is”由下列公式给出：该组件的时间常数“τ”是：τ＝rpzt*cpzt(15)为了使电荷控制模式和电压控制模式之间的切换自动进行，在高频和低频时的电压增益必须相等。当满足电压增益相等的条件时，本发明的装置的行为如下：在以给定频率施加控制信号之后，压电驱动器以减少的迟滞被位移到某个位置。启用的是电荷控制模式以及由cref和cpzt组成的第一电路(302)的电容部分。其次，在稳定状态下，随着连续信号的施加，由rpzt和rref组成的第二电路(304)的电阻部分开始工作。这是电压控制模式。由于电压控制增益和电荷控制增益完全相同，压电驱动器(32)的端子处的电压是恒定的。因此，有利地，驱动器不再位移，位移保持稳定。因此，不再有任何蠕变，而不像已知的电荷控制装置。法布里-珀罗(fabry-pérot)干涉仪的压电驱动器的控制必须遵守精确的定位要求。具体来说，这些压电驱动器必须确保0-200μm行程的干涉仪平面的位移和对准具有纳米级的定位精度、极高程度的定位复现性(极低的迟滞)和线性误差，以及极低的漂移(极低的蠕变)。本发明的装置使得这些要求得到满足。图4示出了应用法布里-珀罗干涉仪中可移动反射镜的控制时，本发明的装置的示例性实施方案。如图3所详细描述的混合控制装置如图4所示，运算放大器的附图标记为(40)，压电驱动器cpzt的附图标记为(42)，参考电容器cref的附图标记为(44)，第一电阻器和第二电阻器的附图标记分别为(46)和(48)。在本发明的装置的周围添加本领域的技术人员通常应用的各种电子元件，以使得能够具有所需的操作行为。因此，以非限制性的方式，可以添加电容器(c1、c2、c3、c4)，以使得电源电压(+vcc、-vcc)解耦，以及用于限制压电驱动器(42)端子处电压的单向transil二极管(d1，d2)。可以添加电阻器rlim，以限制输入驱动器的电流，同时还可以添加相位补偿电容器ccmp。可以添加用于保护放大器(40)的差分输入的二极管(d3，d4)，以及用于保护组件免受电源电压过电压和极性反转影响的transil二极管(d5，d6)。在一种优选的实施方案中，放大器可以是高压放大器(供电电压在-60v和+160v之间)，驱动器端子处的电压可以分别限制在+150v和-20v，输入驱动器的电流可以限制在130ma。下表显示了将利用增益为20的运算放大器、通过常规电压控制和通过本发明的装置进行的混合控制来控制多个压电驱动器所获取的迟滞曲线进行比较的结果。所用的压电驱动器具有以下特性：下表给出了在三个压电驱动器上进行测量的比较。驱动器电压控制迟滞混合放大器迟滞减少比例119.01％0.76％96.00％219.42％0.85％95.62％316.82％0.23％98.63％在最后一列，可以观察到，无论驱动器如何，迟滞现象都会大大减少。具体而言，电压控制(第二列)导致压电驱动器总位移振幅的20％左右的迟滞，而对于混合放大器(第三列)，该相同的迟滞减少至1％左右。图5示出了在单极性控制情况下本发明装置的一个变体实施方案。如图3所详细描述的混合控制装置如图5所示，运算放大器的附图标记为(50)，压电驱动器cpzt的附图标记为(52)，参考电容器cref的附图标记为(54)，第一电阻器和第二电阻器的附图标记分别为(56)和(58)。在这个组件中，驱动器(52)的一个端子接地，另一个端子参与阻抗桥的中点。在本发明的装置的周围添加本领域的技术人员通常应用的各种电子元件，以使得能够具有所需的操作行为。因此，以非限制性的方式，可以添加单向transil二极管(d3，d4)，以限制压电驱动器(52)端子处的电压。在图5的组件中，添加了仪表放大器(510)，以使参考电压和集合(rref，cref)端子上的电压相等。仪表放大器的一个输入端接收运算放大器的输出，仪表放大器的另一个输入端连接到阻抗桥的中点。仪表放大器的输出端再环回(rebouclée)到运算放大器的反相输入端。通过声明rpzt*cpzt＝rref*cref，即这种组件使得可以产生理想的低频电荷放大器。由于混合放大器的操作是两种(电压和电荷)控制模式的组合，因此确定每种工作模式占主导地位的频率范围是很重要的。此频率范围以由如下等式定义的中心频率为特征：对于高于fc的频率，则是电荷控制模式被启用；对于低于fc的频率，则是电压控制模式占主导地位。这种组件特别适用于不需要高电压(10v左右)进行控制的压电驱动器的单极性控制。图6示出了在单极性控制情况下本发明的装置的一个变体实施方案，其用于控制电压较高的情况(如大位移的情况)。为了简单起见，图4的变体的组件集合只由(400)进行标引，而不会再对其进行描述。在此变体中，在混合放大器的上游添加非反相放大器(60)。在这个组件中，第一放大器(60)用于放大控制信号vin。然后，该放大器的增益由以下关系给出：所述组件的第二部分包括混合放大器(400)，其具有驱动器的一个接地的端子。在这样的组件中，等式被保持，使得可以获得与图4的组件相同的减少的迟滞。这种组件的有利的应用为形变镜的开环控制的自适应光学应用。因此，本说明书示出了本发明的各种非限制性的实施方案。选择这些示例是为了能够很好地理解本发明的原理，但这些示例并不是详尽无遗的，并且在保持相同的原理的情况下，应当使得本领域的技术人员能够提供修改和实施方案变体。已经证明，本发明的混合放大器使得压电驱动器的迟滞幅度可以显著减小。因此，所提出的装置使得可以根据施加于驱动器的端子的电压或根据设定点电压使驱动器的位移线性化。本发明的装置的另一个优点是不需要迟滞模型(preisach，maxwell等)，并可以因此在该电子组件的限制内，与任何压电驱动器一起工作。对于所提出的装置的实施，必须知道的唯一参数是压电驱动器不工作时的固有电容及其带宽，这类数据通常可在压电驱动器制造商的产品目录中找到。本发明的混合放大器的应用领域可以是，例如，纳米与微定位、机电一体化应用，甚至虚拟现实领域。当前第1页12