本发明属于通信技术领域，具体地涉及一种用于宽带rcs减缩、具有多谐振极化不敏感单元的反射型编码超表面。
背景技术：
随着国防电子技术的快速发展，近年来对隐形技术的需求急剧增加。飞行物体的雷达截面(rcs)是评估其对雷达可见度的重要因素。因此，隐形飞机应具有低rcs特征以降低被雷达检测到的概率。
传统的隐形技术基于雷达吸波材料(rams)涂覆物体表面和改变物体形状。然而，雷达吸波材料增加了物体的重量和厚度，形状隐形技术增加了设计的复杂性并影响气动布局。反相抵消法已被用来减少rcs，其对于特定频带保持180°±37°的相位差。最近，编码超表面的概念被提出，与传统超材料不同，其单元的相位响应与数字位“0”和“1”建立起对应关系。通过设计单元相位相反的阵列，可以消除正常入射波的反射，实现雷达截面(rcs)减缩。在微波频段，已有一些用于rcs减缩的人造磁导体(amc)，但amc的窄带宽限制了其应用。最简单的编码超表面是1-bit超表面，其单元具有相反的相位(0°和180°)，对应于“0”和“1”两个状态。2-bit编码超表面具有0°、90°、180°和270°四种相位，对应于“00”、“01”、“10”和“11”四种不同的状态。
本发明公开了一种4-bit编码超表面，其在宽带(15ghz-40ghz)呈现线性响应，且16种单元状态之间的相位差均为22.5°。与传统的超材料不同，编码超表面可以通过控制编码序列实现相位梯度阵列。为了提高rcs减缩率，采用离散水循环算法对阵列单元进行优化，得到最优编码序列矩阵。最佳编码序列使电磁能量在所有方向上扩散，从而最小化定向反射，最终实现雷达截面(rcs)减缩。
技术实现要素：
本发明的目的在于克服现有技术中存在的不足和缺陷，提供一种新型的具有多谐振极化不敏感的反射型4-bit编码超表面,用于宽带rcs减缩。该超表面具有旋转对称性,其电磁散射响应为幅度相同的x极化波和y极化波,从而实现极化不敏感。
本发明提供的具有多谐振极化不敏感的反射型4-bit编码超表面，由64×64个超表面单元组成，其超表单元的结构如图1、图2所示。超表面单元由顶层金属贴片、中层介质基板和底层接地铜片叠合组成；超表面单元顶部金属贴片由内部90度旋转对称的实心贴片和外部金属环组成。所述内部贴片由一个正方形贴片和四个矩形贴片组成，正方形贴片的边长为l/3，四个矩形贴片的宽边长为l/3、窄边长为w；四个矩形贴片各有一条窄边分别紧贴正方形贴片的四条边中间部位，且矩形贴片垂直于窄边的对称线与正方形贴片垂直于边的对称线重合；所述外部金属环的宽度为a，其内轮廓线始终与内部实心贴片的轮廓线保持平行，且间距相等，记为g，外部金属环的宽度记为a；超表面单元的周期记为p，介质基板的厚度记为h。
本发明经实验证实，所述超表面在p＝5mm、h＝1.5mm、g＝0.4mm、a＝0.1mm、w＝0.2mm时得到最优的性能。
进一步地，超表面单元中的参数l成为满足编码超表面实现不同相位响应设计要求的关键参数；为此，在保持p、h、g、a、w参数确定的情况下，对l值进行优化，以实现4-bit的相位响应。优化的l值共16个，分别对应于16个数字元素，这些数字元素的相位分别为：0°、22.5°、45°、67.5°、90°、117.5°、135°、157.5°、180°、202.5°、225°、247.5°、270°、292.5°、315°和337.5°，即各数字元素之间的相位差为22.5°，宽带(15ghz-40ghz)的幅度响应大于0.9。经优化，各数字元素对应的l值分别为：1.50mm、1.60mm、1.70mm、1.80mm、1.94mm、2.08mm、2.26mm、2.48mm、2.66mm、2.88mm、2.96mm、3.08mm、3.18mm、3.32mm、3.44mm和3.56mm。
本发明所述超表面中，各超表面单元只有l值不同，其余结构参数相同。
在设计和优化超表面单元后,用这些单元构造一个阵列。将超表面阵列看作一个m×n的矩阵，其中m是沿x轴的单元数，n是沿y轴的单元数。在本发明设计的阵列中，沿x轴和y轴各有64个单元。为了降低复杂度，保持超表面的周期性，引入包含4×4个相同单元的超级单元，共256个超级单元，即超表面阵列包含16×16个超级单元，因此编码矩阵减少到16×16个元素。为了提高rcs的减缩率，应用离散水循环算法设计阵列因子,得到最优的编码矩阵。采用最优编码矩阵的超表面可以向全方向散射电磁能量，最大限度地减小定向反射。最后，在cst微波工作室中仿真，得到rcs结果。仿真结果表明，与pec相比，超表面在宽带(20ghz-40ghz)，rcs低10db，在15ghz-20ghz，rcs低7.8db。
附图说明
图1为本发明示例性实施例的单元的顶层示意图。
图2为本发明示例性实施例的单元的等距视图、侧视图和具体参数。
图3为本发明示例性实施例的16种单元的示意图。
图4展示了本发明示例性实施例的16种单元的相位响应。
图5展示了本发明示例性实施例的16种单元的幅度响应。
图6展示了本发明示例性实施例的单元的相位响应与参数l的关系。
图7展示了本发明示例性实施例在15ghz-40ghz所有可能的相位。
图8为本发明示例性实施例的阵列的示意图。
图9展示了本发明示例性实施例的阵列与pec在15ghz、24ghz和40ghz的rcs对比。
图10展示了本发明示例性实施例的阵列与pec在宽带(15ghz-40ghz)的rcs对比。
图11展示了本发明示例性实施例的阵列的制作样品。
图12展示了本发明示例性实施例的阵列的仿真和测量的rcs结果的比较。
具体实施方式
下面结合附图进一步解释本发明的结构、原理和实现方式。
超表面是一种亚波长结构，它可以操纵电磁波，以获得不存在于天然材料中的电磁特性。与三维超材料相比，超表面有易于制造、复杂度低、厚度小等优势，因此在微波、太赫兹和光学等领域的应用更具潜力。虽然周期性不是超表面的必要条件，但许多设计都是基于周期性单元来控制波的传播、散射和极化。在过去的二十年里，超材料已被广泛应用于电磁斗篷、完美吸收器、负折射和指令发射等领域。
本发明的一个重要实施例是超表面单元，单元具有多谐振特性，通过对单元的优化设计来产生相位梯度，从而实现对em波的操纵。利用相应单元的相位突变，可以以较低的波瓣形式在不同方向上分配em能量，并且可以降低主瓣的强度，进而实现rcs减缩。由于广泛的应用，相位梯度超表面(pgms)引起了极大的关注，最近已经提出了许多这种超表面的设计。为了获得所需的相位响应或超表面的相位梯度，有两种常用方法：一种是pancharatnam-berry(pb)相位，它可以通过以不同角度旋转谐振单元来产生相位梯度，不同单元中的谐振器被设计成特定角度以产生期望的相位差；第二种方法是通过改变谐振器元件的尺寸和形状来产生相位梯度，以在相邻的数字元素间引入适当的相位差，由于谐振器的相位响应是空间变化的，因此，通过该方法可以实现极化不敏感的超表面。
如背景部分所述，人们对隐身应用表现出极大的兴趣，同时，已有许多关于减少rcs的文献被报道。因此，设计一种用于宽频rcs减缩的薄、低剖面的极化不敏感超表面是很有价值的。根据天线理论，入射波在相位梯度超表面反射后向多个方向散射，实现rcs减缩。由于超表面单元是亚波长散射体，反射型超表面将反射波的功率重新分配并实现异常反射。近年来，人们提出了单元与数字位相似的编码超材料，与传统超材料的有效介质理论不同，每个单元不同的相位响应，对应于数字位“0”或“1”。最简单的情况是1-bit编码超表面，有“0”和“1”两个数字位，对应于0和π两个相反的相位。2-bit编码超表面有“00”、“01”、“10”和“11”四种不同的状态，对应的相位为0°、90°、180°和270°。为了实现4-bit相位响应，设计了16个数字元素，相位分别为0°、22.5°、45°、67.5°、90°、112.5°、135°、157.5°、180°、202.5°、225°、247.5°、270°、292.5°、315°和337.5°。值得一提的是，数字超表面将数字编码与物理粒子结合在一起，从而将超表面应用扩展到数字信号处理和信息论领域。
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明；本实施例给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。
图1(a)是示例性实施例的超表面单元的示意图。图1(a)是通过顺时针旋转图1(b)得到的。顶部金属贴片300是一种双环结构，由外环320和内环330组成。内部金属贴片330由一个正方形贴片332和四个矩形贴片331组成。通过向正方形贴片332添加矩形贴片331，得到内环330。外环320由一个正方形贴片和四个矩形贴片，有该领域一般技能的人很容易理解这一点。
图2(a)给出了超表面单元的详细参数。经证实，本发明所述的超表面在p＝5mm、h＝1.5mm、g＝0.4mm、a＝0.1mm、w＝0.2mm时得到最优的性能。根据本发明实施例的设计，该宽带极化不敏感超表面具有25ghz的带宽(15ghz-40ghz)。图2(b)和图2(c)分别是本发明示例性实施例的等距视图和侧视图。
如图1和图2所示，本实施例所述的宽带极化不敏感超表面的单元包括顶部贴片300、基板200和接地铜片100。基板200为f4b，相对介电常数εr＝2.65，损耗角正切为0.001。如图所示，基板200具有水平长度、垂直长度和高度，呈方柱形，其水平长度和垂直长度大于高度，水平长度和垂直长度相同。超表面单元是一种夹层结构，顶层和底层为铜，中间层为介电基板。
如图3所示，本示例性实施例所述的4-bit超表面单元有16种形态，标号依次为401、402、…、416。为了实现单元的4-bit相位响应，选择16个l值对应16个数字元素，这些元素的相位为0、22.5°、45°、67.5°、90°、112.5°、135°、157.5°、180°、202.5°、225°、247.5°、270°、292.5°、315°和337.5°。为获得所需的相位梯度，对l值进行优化，l的最佳值分别为1.50mm、1.60mm、1.70mm、1.80mm、1.94mm、2.08mm、2.26mm、2.48mm、2.66mm、2.88mm、2.96mm、3.08mm、3.18mm、3.32mm、3.44mm和3.56mm。编码超表面的每个单元在宽带(15ghz-40ghz)呈线性响应，数字位相邻的单元之间的相位差为22.5°。
电磁波的分布可以通过叠加原理解释，空间中某点的场强是各单元散射场的叠加。由于本发明设计是相位梯度超表面，因此后向散射场取决于超表面单元的反射相位。如图4所示，16条曲线分别代表16种单元的相位响应，本4-bit编码超表面单元在宽带(15ghz-40ghz)呈现线性响应，并且数字位相邻的单元之间的相位差为22.5°。
如图5所示，本示例性实施例所述的超表面，其全部16种状态单元的反射振幅响应均大于0.9，这是性能优异的反射型超表面所必需的。
如图6所示，本示例性实施例所述的超表面，其单元的相位响应与单元的长度l存在线性关系。因此，l是设计具有相同几何形状的不同单元的最重要的参数。在1.5mm-3.56mm改变l的值，可实现超表面单元相位响应的360°变化，这保证了该编码超表面的宽带性能。
如图7所示，本示例性实施例所述的超表面，随频率改变其单元宽度，从而得到单元的相位范围，实现对散射方向图更好的控制。
如图8所示，根据最优编码矩阵，得到超表面阵列。通过离散水循环算法进行优化，并由matlab生成16×16矩阵。最简单的编码方式是放置替代的1-bit元素和0-bit元素完成；另一种流行的编码方式是棋盘结构，其中1-bit和0-bit单元格作棋盘状排列。棋盘结构基于相消干涉原理，镜面波束被分为四个波束，镜面方向的后向散射被最小化。但棋盘结构有带宽窄的缺点，因此不适合应用于宽带rcs减缩。扩散超表面可以将散射波在上半空间随机扩散，具有较宽的工作带宽。这类超表面的问题在于缺乏优化，通过使用单元优化算法，可以实现更好的rcs减缩。
在超表面单元得到优化后，我们将设计一个最优的超表面阵列，该阵列可以在全向分散散射波能量，并能最小化镜面反射。对于m×n超表面阵列，根据阵列理论，远场可用下式表示：
etota1＝ep×af
式中，etotal是远区散射场，ep是单元的方向图，af是阵因子。对于单元均匀排列的m×n阵列，阵因子用下式表示：
式中，j是虚数单位，k是波数，d是阵列单元的周期，θ是俯仰角，
为了得到更好的rcs减缩，应用离散水循环算法得到最优编码序列矩阵，该优化问题的适应度函数由下式给出：
fitness＝min(afmax)
水循环算法是阵列因子(af)最小化以获得rcs减缩的最佳方案。在matlab中应用该算法获得阵列矩阵的最优解，然后将该最优编码矩阵应用于超表面单元排布，以实现更好的rcs减缩性能。
在本发明设计中，矩形阵列在x轴和y轴方向各有64个单元。为了降低复杂度并保持单元的周期性，引入了由4×4个相同单元组成的超级单元。因此，编码矩阵减少到16×16个元素。优化后的编码矩阵用于设计具有64×64个单元的超表面阵列，阵列的尺寸为320×320mm2。
对于正常入射的平面波，本发明示例性实施例的阵列与pec在15ghz、24ghz和40ghz的rcs结果如图9所示。超表面的16种单元呈现出易于区分的相位响应，这对于改变阵列的等相响应是有用的。相邻单元的相位分布不均匀，因此，镜面反射将不在后向散射中处于优势地位。优化后的反射型编码超表面，在多个方向上分配散射波，并抑制主波束的幅度。pec的散射场的大部分能量集中在主瓣，与此相比，编码超表面的散射场的远区方向图则显示出很大的不同。为了验证超表面的rcs性能，分别计算了超表面在15ghz、24ghz和40ghz处的远场方向图。应用全波仿真软件cstmicrowavestudio计算编码超表面单元和阵列的rcs，仿真结果如图8所示。4-bit编码超表面在15ghz、24ghz和40ghz处的rcs分别为12.2dbm2、10.4dbm2和16.8dbm2。与pec相比，本示例性实施例所述的超表面在15ghz、24ghz和40ghz处的rcs分别降低了13.3dbm2、18.8dbm2和16.9dbm2。由此可见，编码超表面的rcs远低于同尺寸的pec。值得一提的是，散射波束在高频更加集中，这是由于阵列单元的周期性随着频率的增大而减小。超表面的相位响应分布随频率的变化而变化，因此不同频率下的散射方向图是不同的。
如图10所示，为了分析rcs减缩性能，将本示例性实施例所述的超表面与pec进行了比较。仿真结果表明，在20ghz-40ghz，rcs降低10dbm2；在24ghz，得到最大的rcs减缩，为18.8dbm2。
如图11所示，为了验证本示例性实施例所述的4-bit编码超表面的性能，借助印刷电路板技术制造了实物样品。超表面阵列包括顶层金属贴片、中层基板和底层接地金属。基板的材料是f4b(εr＝2.65，tanδ＝0.001)，厚度为1.5mm。顶层金属贴片和底层接地金属的厚度为0.035mm。该实验在微波暗室中进行，采样器喇叭天线之间的距离满足远场条件。使用的三组喇叭天线覆盖15-18ghz、18-26.5ghz和26.5-40ghz频带。发射和接收天线连接在矢量网络分析仪(agilentn5227a)的两个端口。如图12所示，rcs的仿真结果和测量结果吻合较好。比较该编码超表面和相同尺寸铜板的rcs，结果表明，在20ghz-40ghz，rcs降低10db；在15ghz-20ghz，rcs降低7.8db。仿真结果和测量结果之间的微小偏差是制造公差和测量误差导致的。
本发明的技术方案不限于上述具体实施例的限制，凡是根据本发明的技术方案做出的技术变形，均落入本发明的保护范围之内。