一种基于超表面的低剖面宽带圆极化天线的制作方法

1.本发明涉及微波与天线技术领域，尤其涉及一种基于超表面的低剖面宽带圆极化天线。


背景技术：

2.超表面是一种二维平面超材料结构，因其具有相位调制的特性，可实现电磁波极化可调和传播可控，近些年来超表面获得广泛应用。
3.超表面具有出色的极化调控功能可以用来实现线
‑
圆极化转换。超表面具有传播可控特性，合理加载超表面能有效提高天线孔径效率，增强天线工作带宽和辐射特性。目前设计的用于c波段卫星通信的宽带超表面圆极化天线。源天线是倾斜缝隙耦合天线，产生椭圆极化波，加载4
×
3矩形贴片单元扩展天线|s11|带宽到33.7％，3db轴比带宽为16.5％，整体天线厚度0.07λ0，缺点是背面辐射较大，平均天线增益较低，仅5.8dbic。
4.另外，目前主要通过调整贴片截角的参数来改变正交模式的相位和幅度值实现圆极化，但是这种截角的实现方式，天线的阻抗带宽和轴比带宽都比较窄，结构也比较复杂。


技术实现要素：

5.本发明提供了一种基于超表面的低剖面宽带圆极化天线，具有低剖面，宽带、增益高，前后比良好的优点。
6.为了实现本发明的目的，一种基于超表面的低剖面宽带圆极化天线，包括从上到下依次设置的超表面、源天线和金属地，源天线包括方形贴片和馈电网络，超表面印刷在第一介质基板上，方形贴片和馈电网络均印刷在第二介质板上，方形贴片的相邻两边分别与馈电网络连接。
7.作为本发明的优化方案，超表面由加载箭头结构的4
×
4方环形单元组成，箭头结构与方环形单元之间的间隙形成等效电容。
8.作为本发明的优化方案，方环形单元之间的间距为g为1mm。
9.作为本发明的优化方案，第一介质基板和第二介质板之间的空气高度为3.5mm。
10.作为本发明的优化方案，基于超表面的低剖面宽带圆极化天线的厚度为0.05λ0，λ0为中心频率点所对应的自由空间波长。
11.作为本发明的优化方案，方形贴片的边长p
x
为：
[0012][0013]
其中，ε
eff
＝(ε
r
+1)/2，ε
eff
是第一介质基板的有效介电常数，f
res
是谐振频率。
[0014]
作为本发明的优化方案，馈电网络的输出端口加载100ω的电阻。
[0015]
作为本发明的优化方案，第一介质基板的介电常数ε
r
为2.2。
[0016]
本发明具有积极的效果：本发明在wilkinson功分器的基础上增加四分之一波长
的馈电路径差，提供90
°
相位差用于馈电方形贴片来实现圆极化辐射；再通过加载方环形超表面改善圆极化贴片的工作带宽和增益，最终实现的低剖面圆极化天线整体厚度为6mm(0.05λ0)，|s
11
|<
‑
10db的工作带宽为2.0
–
2.9ghz(36.7％)，3db轴比带宽2.0
‑
2.6ghz(26.1％)，峰值增益8dbi，保持稳定右旋圆极化辐射。该圆极化天线的剖面高度低，工作频带宽，天线增益高。
附图说明
[0017]
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
[0018]
图1是本发明的整体结构图；
[0019]
图2是源天线的结构示意图；
[0020]
图3是超表面的结构示意图；
[0021]
图4是反射系数和隔离度的曲线图；
[0022]
图5是传输系数和传输相位差的曲线图；
[0023]
图6是仿真和测量的s参数曲线图；
[0024]
图7是轴比及增益的对比曲线图；
[0025]
图8是在2.2ghz xoz面辐射方向图；
[0026]
图9是在2.2ghz yoz面辐射方向图；
[0027]
图10是在2.4ghz xoz面辐射方向图；
[0028]
图11是在2.4ghz yoz面辐射方向图；
[0029]
图12是在2.6ghz xoz面辐射方向图；
[0030]
图13是在2.6ghz yoz面辐射方向图。
[0031]
其中：1、超表面，2、源天线，3、金属地，21、方形贴片，22、馈电网络。
具体实施方式
[0032]
下面结合附图对本发明的实现做进一步详细的描述：
[0033]
如图1
‑
3所示，一种基于超表面的低剖面宽带圆极化天线，包括从上到下依次设置的超表面1、源天线2和金属地3，源天线2包括方形贴片21和馈电网络22，超表面1印刷在第一介质基板上，方形贴片21和馈电网络22均印刷在第二介质板上，方形贴片21的相邻两边分别与馈电网络22连接。
[0034]
其中，源天线1是在h1＝1.5mm的rogers5880(ε
r
＝2.2，tanδ＝0.0009)第二介质板上印刷的边长为p
x
的方形贴片21，由改进的wilkinson功分器激励，该功分器可以提供90
°
的相位差可用于实现圆极化并且增强天线的工作带宽。即在方形贴片21的相邻两条边激励起两个正交模式，使两个模式的幅度相等和相位相差90
°
实现圆极化，不仅结构简单，阻抗宽带和轴比宽比相对大。馈电网络22的输出端口加载100ω的电阻，可以增强输出端口的隔离度，也能吸收不平衡的反射，馈电网络22的近似未闭合的“8”字，未闭合端连接方形贴片21。
[0035]
方形贴片的边长p
x
为：
[0036][0037]
其中，ε
eff
＝(ε
r
+1)/2，ε
eff
是第一介质基板的有效介电常数，f
res
是谐振频率
[0038]
超表面1由加载箭头结构的4
×
4方环形单元组成，箭头结构与方环形单元之间的间隙形成等效电容。超表面能够增强带宽和增益，超表面印刷在最上层h2＝1mm的fr
‑
4(ε
r
＝4.3，tanδ＝0.02)板子上。第一介质基板和第二介质板之间的空气高度h3为3.5mm，两层介质板设计成同样的大小便于组装。天线的整体大小为120
×
120
×
6mm3。其中，箭头结构可用于改善等效电路的特性值。
[0039]
方环形单元可以拆成两个竖直条和水平条。方环形单元之间的间距为g为1mm，两个相邻的间距为“g”的水平条形成一个等效的垂直条，等效为电容，类似地有两个垂直条近似为电感。因此，超表面近似为在特征阻抗z0的传输线上分流的简单谐振lc电路。超表面的归一化电感电抗x和电容电纳b可以写为：
[0040]
x＝x
l
/z0＝ωl
mts
/z0＝pf(p,2s,λ)/(p+g)
[0041]
b＝b
c
/y0＝ωc
mts
ε
eff
/y0＝4pε
eff
f(p,g,λ)/(p+g)
[0042]
此处，z0是等于z0＝1/y0的自由空间阻抗，ω表示角频率，l
mts
和c
mts
分别表示超表面的独立电感和电容。感性电抗和容性电纳分别表示为x
l
和b
c
，而ε
eff
是第一介质基板的有效介电常数。在常规方环形单元上加载箭头结构，箭头结构和方形环之间的间隙可以形成额外的等效电容，改变箭头的结构参数可以进一步优化调节方形环超表面的谐振频率。
[0043]
超表面1印刷在1mm厚的fr
‑
4基板上，下方是1.5mm厚的rogers5880板材，中间的空气高度3.5mm，总体厚度6mm，(0.05λ0，λ0为中心频率点所对应的自由空间波长)。方形贴片21和馈电网络22均印刷在第二介质板上，使用尼龙螺丝和垫片固定两层介质板和天线结构。
[0044]
改进的wilkinson功分馈电网络设计如图2所示，该wilkinson功分器能实现等幅同相激励，使馈线路径差1/4波长来提供额外的90
°
相位差，同时加载100ω的电阻增强输出端口的隔离度，也能吸收不平衡的反射。反射系数、隔离度、传输系数和传输相位差在图4和5所示，可以看出在1.8
‑
3.2ghz内反射系数优于
‑
15db；传输系数均在
‑
3db左右，|s
21
|
‑
|s
31
|<0.2db，传输损耗小，输出能量幅度近似相等；|s
23
|小于
‑
15db，隔离度很好，另外输出端口的相位差在中心频率2.4ghz附近为90
°
，可以用于实现宽带圆极化。
[0045]
源天线在2.4ghz时的表面电流分布，表面电流沿逆时针方向旋转，天线是右旋圆极化天线。
[0046]
图6和图7为仿真和测量的s参数、轴比及增益的对比，在2.0ghz到2.9ghz(36.7％)频段内可实现|s11|低于
‑
10db，在2.0
‑
2.6ghz(26％)频段内轴比小于3db，实测增益稳定。测量结果与仿真结果非常匹配，显示有较小的频率偏移，这种差异可能是加工误差，例如尼龙垫片厚度和尼龙螺丝使得上下层板之间的小偏移、连接同轴电缆的损耗等。
[0047]
在图8
‑
13中显示了在2.2ghz、2.4ghz和2.6ghz处仿真和测量的辐射方向图。在测量和仿真之间达成了良好的匹配。仿真结果表明，对于这些频率，其在边射方向上的交叉极化(左旋圆极化)抑制大于20db，由于使用同轴馈电而非缝隙馈电，背面辐射很低(小于
‑
20db)。
[0048]
以上所述实施例仅表达了本发明的实施方式，其描述较为具体和详细，并不能因
此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。