用于电压转换器的自适应控制器的制作方法

相关申请的交叉引用

无。

背景技术：

开关式dc-dc升压转换器一般包括作为开关的至少两个半导体设备(例如，作为开关的晶体管和作为同步开关的二极管或晶体管)。更有效地接通和关断半导体开关可有利地增加整个dc-dc升压转换器的效率。

技术实现要素：

本文公开了减小切断dc-dc升压转换器的开关的时间量的变化的系统和方法。在一个实施例中，dc-dc转换器包括输入电压节点、电感器和耦接到电感器和输入电压节点的开关。更具体地说，开关具有接通状态和断开状态，其中在接通状态期间，流过电感器的电流增加，并且断开状态引起经由耦接到开关的驱动器流过电感器的电流的减小。驱动器包括多个晶体管和自适应电压节点，其中自适应电压节点处的电压电平将根据流过电感器的电流而变化，以便减小切断开关的时间量的变化。

在另一个实施例中，dc-dc转换器包括耦接到输入电压节点和电感器的第一开关，耦接到电感器和输出电压节点的第二开关，以及耦接到第一开关和第二开关且经配置用于交替地导通和切断第一开关和第二开关的驱动器。更具体地说，当第一开关接通时，第一开关经配置用于增加流过电感器的电流。当第二开关接通时，第二开关经配置用于减小流过电感器的电流。当第一开关断开时，驱动器将向自适应电压节点提供电压电平，该电压电平与流过电感器的电流成反比，以便减小切断第一开关的时间量的变化。

在又一个的实施例中，一种方法包括：切断dc-dc转换器的主开关，以便基于流过电感器的电流，减小流过电感器的电流，该电感器耦接到输入电压节点和主开关，在自适应电压节点处提供与流过电感器的电流成反比的电压电平，以及基于自适应电压节点处的电压电平，确定切断主开关的时间量。

附图说明

为了详细描述本发明的示例性实施例，现在将参考附图，在附图中：

图1示出了说明根据各种实施例的包括自适应控制器的dc-dc升压转换器的框图；

图2示出了根据各种实施例的自适应控制器的进一步说明；以及

图3示出了根据各种实施例的用于确定关断dc-dc升压转换器的主开关的时间量的方法。

符号和术语

在以下描述和权利要求中使用某些术语来指代特定的系统组件。如本领域技术人员将理解的，公司可以通过不同的名称来指代组件。本文件不旨在区分名称不同而非功能不同的组件。在以下讨论中且在权利要求中，术语“包括(including)”和“包含(comprising)”以开放式的方式使用，且因此应该被解释为意味着“包括但不限于...”。再者，术语“耦接(couple)”或“耦接(couples)”旨在意味着或间接连接或直接连接。因此，如果第一设备耦接到第二设备，则该连接可以是通过直接连接，或者通过经由其它设备和连接的间接连接。

具体实施方式

以下讨论涉及本发明的各种实施例。虽然这些实施例中的一个或更多个实施例可以是优选的，但是所公开的实施例不应被解释为或以其它方式用于限制包括权利要求的本公开的范围。此外，本领域技术人员将理解，以下描述具有广泛的应用，并且任何实施例的讨论仅意味着该实施例是示例性的，并且不旨在暗示使包括权利要求的本公开的范围受限于该实施例。

升压转换器用于基于较低的输入电压源生成较高的输出电压。因此，来自例如电池的输入电压源可以由直流-直流(dc-dc)升压转换器接收，并且升压到为要求特定调节的电压的各种电气组件供电必需的期望电压。

一般地，开关式升压转换器包括至少两个半导体设备(例如，二极管和/或晶体管)以及至少一个能量存储元件(例如，电容器、电感器)。在升压转换器中，半导体设备可以经配置作为交替地导通和切断的开关，以便将输入电压调节到期望的输出电压。更具体地说，可以经由耦接到开关的驱动器或控制器来控制开关的导通和切断。

在一个示例中，升压转换器优选地包括用作低侧开关的第一晶体管(例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)或双极结型晶体管(bjt))，以及用作高侧开关的第二晶体管。低侧开关耦接到电感器和接地，并且高侧开关耦接到输出(优选地转换器的负载)和电感器。通常，经由由耦接到开关的控制器提供的脉宽调制(pwm)信号控制低侧开关和高侧开关。pwm信号是在较低电平和较高电平之间交替地转变的时变方波。交替转变引起低侧开关和高侧开关的交替接通和关断。

继续上面的示例，当pwm信号处于较高电平时，低侧开关可以导通，并且保持接通，直到pwm信号从较高电平转变到较低电平，这致使低侧开关切断。同时，当低侧开关断开时，高侧开关接通。更具体地说，当低侧开关接通时，输入电压源与电感器和低侧开关到接地形成短路。因而，电流流过电感器，这通过生成磁场引起在电感器内存储能量。当低侧开关断开时，磁场衰减，并且反过来电感器中的存储能量流过高侧开关到电压转换器的负载(例如，耦接在输出电压节点处的输出电容器)。理想地，如果低侧开关和高侧开关的切换足够快，则可以忽略开关损耗，并且电压转换器能够在输出电压节点处维持恒定的电压电平，其中输出电压节点处的电压电平高于输入电压。

然而，在实践中，当开关特别是低侧开关正在接通和关断时，由于“米勒时间(millertime)”造成的开关损耗可不利地致使功率损耗，并且反过来可影响电压转换器的性能，诸如效率。一般地，米勒时间是开关的无意放电路径造成的。例如，如果mosfet被实施为开关，则mosfet包括在mosfet的漏极端子和栅极端子之间交叉的寄生电容。因此该寄生电容导致泄漏电流或栅极电流，这可增加开关导通或切断需要的时间量。照惯例，电路耦接到开关，并且经配置用于调谐(例如，减少)米勒时间。然而，此类常规电路一般包括耦接到mosfet开关的栅极端子的固定电压节点，这可致使米勒时间根据变化的电感器电流而显著变化。换句话说，可存在随着电感器电流的米勒时间的较大变化。在关断高侧开关期间的米勒时间的变化可特别显著，并且是不合需要的。

如下面将解释的，本发明的实施例涉及dc-dc转换器，该dc-dc转换器包括耦接到转换器的开关的自适应控制器。自适应控制器进一步包括自适应电压节点，该自适应电压节点可用于提供根据电感器电流的大小而改变的自适应电压电平。通过实施自适应控制器，可以减少在关断低侧开关期间随着电感器电流改变的米勒时间的变化。再者，通过在dc-dc转换器中实施所公开的自适应控制器，可以有利地实现关断低侧开关的更短的时间量。dc-dc转换器优选地根据本公开的dc-dc升压转换器使用所公开的自适应控制器进行操作，如下面参考图2所示和所描述的。其它架构也是可能的。

图1示出根据各种实施例说明dc-dc升压转换器100的顶层框图。升压转换器100包括输入电压源vin、电感器l1、输出电压节点vout、输出电容器c1、自适应控制器102和两个开关m1和开关m2。更具体地说，自适应控制器102经配置用于从输出电压节点vout接收反馈信号(例如，vfb)，并且基于反馈信号(例如，电流信号和/或电压信号)，自适应控制器102提供pwm信号101以交替地接通和关断开关m1和开关m2。在一个优选实施例中，开关m1被称为低侧开关，并且开关m2被称为高侧开关，该高侧开关与低侧开关m1相比较在专有时间进行操作。换句话说，当开关m1接通时，开关m2一般断开，反之亦然—开关不会同时接通。

如上面所提及的，当低侧开关m1接通时，输入电压源vin、电感器l1和开关m1形成短路。因此，能量开始存储在电感器l1内部，并且流过电感器l1的电流增加。当开关m1断开时，存储在电感器l1内部的能量开始放电，并且电流流过电感器l1到升压转换器100的负载(例如，输出电容c1)，引起电感器电流的减小。

仍然参考图1，当经由pwm信号切断开关m1时，根据流过电感器l1的电流，由于米勒时间效应，开关m1可能不会立即切断。在这点上，自适应控制器102包括电路以相对于流过电感器l1的电流来调谐导通和切断的速度(即，使米勒时间变化)，以便实际上在更短的时间段内切断开关m1。在一个示例中，切断开关m1的时间量可与负载电流(即，流过电感器l1的电流)成反比，也就是说，负载电流越低，切断开关m1的时间量越长。而且，可存在切断开关m1的时间量的较大变化。因此，这对于在低电流条件和/或宽范围的负载电流条件下的升压转换器100可能不是所期望的。更具体地说，如果旨在在其中仅低电平电流是优选的条件下操作升压转换器100，则升压转换器可在开关m1从接通转变到断开时遭受效率问题。

图2示出根据各种实施例的升压转换器100的示例性电路200。如图2所示，自适应控制器102进一步包括两个框202和框204。更特别地，框202经配置用于从输出电压节点vout接收反馈信号vfb，并且基于反馈信号，提供pwm信号201以进一步控制开关m1和开关m2，并且将与电感器电流成比例的自适应电流iadp203提供给框204。基于自适应电流203，耦接到框202的框204经配置用于提供自适应电压节点vadp，自适应电压节点vadp可用于控制用于切断开关m1的速度(即，米勒时间)。而且，电路200进一步包括耦接到高侧开关m2的感测控制器ms。感测控制器ms经配置用于感测连接到高侧开关m1和低侧开关m2的共同节点vsw处的电压电平/电流电平(例如，vsns)。

根据一个优选实施例，如电路200中所示，升压转换器100进一步包括分压器(即，r0和r1)，分压器(即，r0和r1)用于对输出电压节点vout处的电压电平进行分压，并且致使反馈信号vfb等于分压信号。也就是说，vfb小于输出电压节点vout处的电压电平，并且基于电阻器的分压器比率(例如，r1/(r0+r1))。在一个替代性的实施例中，如果缺少分压器对于由用户实施升压转换器200可以是优选的，则反馈信号vfb等于输出电压节点vout处的电压电平。

仍然参考图2，框202进一步包括误差放大器206、比较器208和控制逻辑210。误差放大器206包括经配置用于分别接收信号vfb和参考电压vref的信号的两个输入端。与耦接到误差放大器的输出端的电容器c0一起，误差放大器206经配置用于提供与电感器电流成比例的自适应电流idap。如图2所示，自适应电流优选地流过晶体管m14和晶体管m13中的每个。进一步地，比较器208经配置用于比较vout和vsns，以便致使耦接的控制逻辑210产生对应的pwm信号，该对应的pwm信号具有同步控制开关m1和开关m2的开关行为的占空比。

继续图2，框204进一步包括恒压节点vx，耦接到恒压节点vx的采样保持电路(例如，sw0和sw1)，耦接到高侧开关m2的高侧驱动器204-hs以及耦接到低侧开关m1的低侧驱动器204-ls。驱动器204-ls和驱动器204-hs经配置用于缓冲所接收的pwm信号，并分别增加低侧开关和高侧开关的驱动速度。优选地，m4和串联连接的m5用作高侧驱动器204-hs的第一反相器，并且m3与m6一起用作与第一反相器串联连接的第二反相器。类似地，对于低侧驱动器204-ls，m7和m9形成第一反相器，并且m8和m10形成与第一反相器串联连接的第二反相器。在一个优选实施方式中，m1～m10是mosfet。也是在一个优选实施例中，低侧驱动器204-ls可以进一步包括耦接到m10的mosfetm10a。如图2所示，m10a的栅极端子连接到电压节点v1，其中电压节点v1连接到低侧开关m1的栅极端子。

更具体地说，低侧驱动器204-ls进一步包括耦接到第一反相器和第二反相器的自适应驱动电路，其中自适应驱动电路包括两个晶体管m11和晶体管m12以及开关m1。如电路200中所示，晶体管m11的漏极端子连接到开关m1的栅极端子，并且晶体管m11的栅极端子经由晶体管m8耦接到输出电压节点vout。晶体管m12串联连接到晶体管m11的源极端子，并且晶体管m12的栅极端子连接到自适应电压节点vadp。

根据一个优选实施例，当开关m1切断时，所有电感器电流(即，如200中所示的il)流过开关m1至接地。更具体地说，由于开关m1优选地在mosfet的饱和区域中操作，所以存在几乎不改变的电导电流id。因此，基于电流定律，il＝id+ig，通过m1的电流变为零有多快(即，开关m1被断开的速度)可在很大程度上取决于ig的变化，其中ig是流过开关m1的寄生电容cgd到串联连接的晶体管m11和晶体管m12的放电电流。晶体管m11和晶体管m12优选地在mosfet的线性区域中操作。进一步地，放电电流ig可以被导出为vgs_m1/(ron_m11+ron_m12)，其中vgs_m1、ron_m11、ron_m12分别表示开关m1的栅极端子和源极端子上的电压降、晶体管m11和晶体管m12的导电电阻。在开关m1的关断期间，vgs_m1等于其中vth是开关m1的阈值电压，并且k是比例常数。仍进一步地，由于晶体管m11的栅极端子耦接到近似恒定的输出电压节点vout，引起导电电阻ron_m11的近似恒定的值。另一方面，晶体管m12的栅极端子耦接到根据电感器电流il而改变的自适应电压节点vadp，并且因此导电电阻ron_m12可以被导出为在一个优选实施例中，可以经由选择连接到恒压节点vx的电阻r4的值控制自适应电压节点vadp，也就是说，vadp＝vx-kilr4。

额外地，当开关m1切断时，m10和m10a可以增加对il放电的速度，特别是当电压节点v1处的电压电平高于低侧开关m1的栅极端子处的电压电平时，以致使开关m1在饱和模式下操作。更具体地说，通过减小开关m1的栅极端子处的电压电平，m1和m10a将从线性区域切换到饱和区域，同时m12可以接管对电感器电流il进行放电的功能。

总之，经由根据用户旨在其上操作升压转换器100的电感器电流选择电阻r4的值，可以优化随电感器电流变化的速度的变化。再者，可以通过电阻r4的优化值减少关断开关m1的时间量。一旦确定了r4的值，就根据电感器电流il确定自适应电压节点vadp处的电压电平。基于如上所述公式vgs_m1/(ron_m11+ron_m12)，可以由用户为合适的应用最佳调谐速度和速度的变化。

仍然参考电路200，sw0和sw1经配置用于同时接通和关断，以便对电压电平进行采样，并且保持采样的电压电平以产生自适应电压vx-kilr4。更具体地说，当开关接通时，sw0和sw1耦接到恒压节点vx。当开关断开时，sw0和sw1耦接到自适应电压节点vadp。将开关sw0和sw1与电容器c1集成，可以避免在开关m1断开时不期望的直流电流消耗。

图3示出了根据各种实施例确定关断升压转换器100的开关m1的时间量的流程图300。流程图300开始于框302，其中切断升压转换器100的主开关(即，低侧开关m1)。在一个优选实施例中，可由自适应控制器102提供的pwm信号控制切断主开关。当开关m1被切断时，电感器电流流过开关m1和耦接的低侧驱动器204-ls至接地，其中耦接的低侧驱动器204-ls优选地用作用于电流ig的放电路径。

流程图300在框304中继续，其中在自适应电压节点vadp处提供与电感器电流成反比的电压电平。自适应电压节点优选地耦接到低侧驱动器204-ls的晶体管的栅极。因此，晶体管m12的导电电阻(优选地是用于确定关断主开关m1的时间量的参数中的一个参数)也随着电感器电流而变化。

基于自适应电压节点vadp处的电压电平，在框306中，通过将晶体管m11的栅极端子维持为输出电压节点vout处的电压电平，确定关断主开关m1的时间量。因此，如果有的话，则晶体管m11的导电电阻随着电感器电流改变非常小。在一个优选示例中，关断主开关m1的时间量主要取决于电流ig变为零有多快(即，有多少电流ig通过包括晶体管m11和晶体管m12的放电路径)。更具体地说，晶体管(例如，m12)的特性(例如，导电电阻)随自适应电压节点处的电压电平而改变。因此，提供自适应电压节点以根据电感器电流改变其电压电平可以有利地确定关断主开关m1的速度。

上面的讨论意图说明本发明的原理和各种实施例。一旦完全理解了上面公开内容，许多变化和修改对于本领域技术人员将变得明显。旨在将随附权利要求解释为涵盖所有此类变化和修改。