具有可变电压输出的降压型电源转换器的动态工作频率控制的制作方法

本发明涉及控制具有可变电压输出的降压型电源转换器或变型的降压型电源转换器的切换工作频率。更为具体地，本发明涉及在保持用于防止连续模式接通时间下降到连续模式最小接通时间以下的占空比的同时降低切换工作频率。

背景技术：

本章节中的陈述仅提供与本发明相关的背景信息，并且可以不构成现有技术。

对于降压型转换器和任何变型，例如，正向转换器或桥式转换器，在处于连续的电感电流模式下时，工作占空比(D)被定义为：

D＝V_out÷V_in (1)

其中，V_out为转换器的输出电压，V_in为转换器的输入电压。

对于需要在能够微调的输出电压范围内工作的电源转换器，当输出电压被设置成相对于额定输出为非常低时，工作占空比变得非常小。

一些电流源应用需要相比额定值而言低很多的电流设置，或者有时负载阻抗是异常低的。这些情况也促使输出电压为低。

在操作中，电源转换器具有最小可控工作接通时间。该最小工作接通时间受控制器的脉冲宽度调制器(pulse width modulator，PWM)的分辨率的影响。然而，已知的数字控制器具有低至几百皮秒的级别的PWM分辨率，因此对于大部分应用而言，这将不会成为设计限制。当然，对模拟控制而言，PWM分辨率不是问题。

然而，外部因素，例如电路、缓冲器、驱动器中的传播延时以及在功率金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)中的接通和关断延时，确实会创建在电源转换器被迫进入突发模式前的最小可控接通时间。在现有的控制方案中，一旦达到最小接通时间且失去了可靠的操作控制，则使用能量均衡。通常能量均衡包括：通过以比实际所需的占空比大的占空比进行操作来供应过量的能量、接着关闭转换器以传送期望的平均有效功率。在能量均衡期间，控制回路可以是极度缓慢的，并伴随有具有过度脉动的转换器输出。对于很多应用而言，缓慢的控制回路响应和过度的脉动输出是不可接受的。一些要求较快的控制回路响应和小的脉动的示例包括磁驱动器和超磁体，其中，对于四象限运算，从正极性到负极性，电流必须平滑地通过零点。另一示例是要求输出电压和输出电流从近零值到预定最大值之间可调的实验室仪表或台式电源。现有技术通过以低切换频率工作来满足这些需求，导致庞大的电源设计或以低的电源转换效率为代价而使用线性控制器。再一示例是在用于计算和其它应用的电压调节模块(voltage regulator module，VRM)中使用的大电流多相降压型转换器。当针对给定的负载电流降低输出电压时，VRM通常在效率上具有显著的降低。为每一所需的输出设计单独的VRM以避免效率降低是可行的。然而，VRM已经变成商品，并且可配置性是非常重要的，用以通过允许较少的库存单位(stock keeping unit，SKU)来保持低的制作成本。因此，发明人意识到，需要保持连续模式，并防止转换器在任何相对额定条件而言低的输出电压、低的输出电流或低的负载下被迫进入突发模式，同时仍提供小的脉动输出和充分的控制回路响应。

技术实现要素：

从本文中提供的描述，适用的其它领域将变得明显。应当理解，描述和特定示例仅用于说明的目的且不意图限制本发明的范围。

根据本发明的一示例，一种用于具有可变输出电压范围的电源转换器的开关控制器可以包括：脉冲宽度调制器，所述脉冲宽度调制器具有产生用于驱动电源转换器开关的脉冲信号的输出端；模式选择器，所述模式选择器具有指示所述电源转换器的工作接通时间状态的输出端，该输出端连接至乘法器；周期 选择器，所述周期选择器具有指示所述脉冲信号的周期时间的输出端，该输出端连接至所述乘法器和所述脉冲宽度调制器的一输入端；乘法器，所述乘法器具有指示所述周期时间中的开关接通时间的输出端，该输出端连接至所述脉冲宽度调制器的另一输入端；比较器，所述比较器具有指示相对于最小工作接通时间的工作接通时间状态的输出端，该输出端连接至所述周期选择器的一输入端。当所述工作接通时间状态大于最小工作接通时间时，所述周期选择器向所述脉冲宽度调制器输出额定周期时间。当所述工作接通时间状态小于所述最小工作接通时间时，所述周期选择器输出比额定周期时间大的更新的周期时间。相应地，脉冲宽度调制器输出具有更新的周期时间和与紧邻的前一个脉冲信号的占空比相等的占空比的脉冲信号。

本发明的另一示例是一种控制电源转换器的切换工作频率的方法，所述电源转换器具有可变的输出电压范围。该方法包括：设置最小工作接通时间以及设置额定切换工作频率；然后在所述电源转换器工作期间，确定工作接通时间状态和占空比状态；如果确定的工作接通时间状态小于所述最小工作接通时间，则降低所述切换工作频率并保持所述占空比状态。

附图说明

本文中描述的附图仅用于说明目的且不意图以任何方式限制本发明的范围。

图1为示例性开关控制器电路；

图2为示例性降压型电源转换器电路；

图3为另一示例性开关控制器电路；和

图4为示例性方法的示例性逻辑流程。

具体实施方式

以下描述实质上仅为示例性的，并不意图限制本发明、应用或使用。

一些仪表等级和精度的电源需要工作在相对宽的输出电压范围内(例如 3V-12V)。其它电源(也称为电源转换器)需要宽的输出电压微调范围，例如，0.8V-5V，并且有时，当负载阻抗非常低(例如小于1Ohm)时，电源转换器会需要在接近零的输出电压处工作在连续模式下。处于相对额定输出电压而言低的输出电压级别上的电源转换器工作引起控制问题。低输出电压控制问题之一是，当工作接通时间随着输出电压降低而变得越来越小时保持连续模式的能力。基于包括电源转换器的PWM分辨率、各种传播延时、有源开关和驱动器的上升和下降时间等的多种因素，电源转换器可进入突发模式以实现平均性能并保持所需的输出电压和/或电流。然而，对于精确的应用，突发模式导致不可接受的输出脉动等级和极度缓慢的调节响应。

以下公开的示例性实施方式和方法适应性地监控电源转换器的工作接通时间，并改变降压型转换器和降压型变体的工作频率(也相对周期时间进行描述)，以保持工作接通时间大于预设或预定的最小可控接通时间。根据一个示例，当达到最小接通时间时，在保持当前占空比不变的同时降低工作频率(即，增大周期时间)。无论电源转换器何时试图将工作接通时间降低至设定的最小接通时间以下，工作频率变化过程可以是连续的。

当这种所需的频率变化很大(例如几百纳秒)时，可以根据应用需求在一个或几个步骤中实现该频率变化。例如，如果要求工作频率从200kHz变化到100kHz，伴随10％的接通时间，则单一周期从5000ns增大到10000ns，且接通时间从500ns增大到1000ns。在之前的示例中，单一步骤的频率变化会引起操作问题，推荐从200kHz到100kHz的多步骤变化。然而，如果工作频率从200kHz变化到190kHz，伴随相同的10％的接通时间，则单一周期变化263ns，接通时间增加26.3ns，并且可以实现单一步骤的频率变化，而不会对性能产生显著的负面影响。因此，公开的示例允许通过以相对窄的占空比进行操作而对电源转换器进行密切控制，这些相对窄的占空比允许电源转换器避免突发模式操作及因而发生的调节响应和输出脉动的恶化。

公开的示例也可以提高设计成工作在宽的输出电压范围(例如0.8V-5V)内的大宗VRM产品的效率。相比较高的电压设置，现有的VRM的效率在较低的 电压设置处显著降低。在保持当前占空比的同时，随着降低输出电压设置而改变切换工作频率，可以显著提高电源转换效率。

公开的开关控制器的示例可以使用模拟控制来实现；然而相信数字控制实现可以产生相对更好的结果。

本发明适用于降压型转换器和变型的降压型转换器(称为降压型转换器)，例如正向转换器、交叉正向转换器、半桥式转换器和全桥式转换器等。这些适用的电源转换器的共同特征是，每一种都具有用于保持恒定的输出电流(I_o)并传送低脉动、平滑的直流(Direct Current，DC)电压输出(V_o或V_out)的输出级电感器。

对于降压型转换器中的电压模式控制，当处于连续导通模式(continuous conduction mode，CCM)时，在不考虑电路损耗和延时的情况下，输出电压符合上面的公式1。

在实际应用中，电源转换器电路的损耗和延时会导致实际的占空比(D)高于从公式1推导出的值。然而，为了简化说明，将使用公式1，并且公式1不改变对公开的动态切换频率控制的基本分析。在公式1中，V_in为电感器的输入端处的电压，V_out为电感器的输出端处的电压。

当用作恒流源时，降压型转换器的输出电压几乎仅取决于负载电阻(R_L)。V_out可以被表达为：

V_out＝I_o*R_L (2)

显然，R_L通常不被提前知道，且可以在使用过程中显著变化。在一些应用中，R_L可以非常小，例如1ohm或更小，并可能小至0.1ohm或甚至更小。在其它应用中，I_o可以在工作期间改变且可以非常小。将公式1和公式2组合，得到：

D＝(I_o*R_L)/V_in (3)

从公式3可见，不论I_o小还是R_L小或是两者都小，都会导致非常小的工作占空比D，从而因为上文讨论的最小接通时间限制而引起电源转换器进入不希望的突发模式以及引起固有的输出脉动。公开的示例提供用于允许电源转换器 以低的V_o或I_o级别工作的电路和方法，低的V_o或I_o级别会另外引起不可接受的电源转换器的输出特征。

确定最小开关接通时间，在该最小开关接通时间中，电源转换器可以稳定地工作在连续模式下而不进入突发模式。可以利用任何已知的方法(例如经验测试或模拟测试)或利用已知的计算(其包含已知的硬件特征)，来确定最小开关接通时间。

图1示出了开关控制器100，其用于具有可变输出电压范围的电源转换器200(下面的图2中所示的示例)。脉冲宽度调制器102具有用于产生脉冲信号PWM_out的输出端104，该脉冲信号用于驱动电源转换器开关S1(在下面的图2中示出)。

模式选择器106具有连接至乘法器110的输出端108，该输出端108指示电源转换器200的工作接通时间状态T_{on_state}。模式选择器106可以具有表示电源转换器200的电压输出V_o和/或电流输出I_o的输入端。V_o信号和/或I_o信号在输入至模式选择器106之前，可以由稳定控制电路制约，如下面更详细的描述。

周期选择器112具有输出端114，该输出端114指示对于脉冲信号PWM_out的周期时间，该输出端114连接至乘法器110且连接至脉冲宽度调制器102的输入端116。

乘法器110具有输出端118，该输出端118指示周期时间中的开关接通时间，如所示，该输出端118连接至脉冲宽度调制器102的另一输入端。

比较器120具有输出端122，该输出端122指示相对于最小工作接通时间Min_T_on的工作接通时间状态，并且如所示，该比较器120连接至周期选择器112的输入端。如所示，来自输出端108的工作接通时间状态T_{on_state}被应用到比较器120的一个输入端，并且电源转换器200的预定的最小工作接通时间被应用到比较器120的另一输入端。

当工作接通时间状态T_{on_state}大于最小工作接通时间Min_T_on时，周期选择器112在114处向脉冲宽度调制器102输出额定周期时间(表示在图1中所示的高频率)。此外，当工作接通时间状态小于最小工作接通时间时，周期选择器 112在114处输出大于额定周期时间的更新的周期时间(即，降低开关工作频率)。脉冲宽度调制器102被设计或编程成在104处输出脉冲信号，该脉冲信号具有更新的周期时间和与紧邻的前一个脉冲信号的占空比相等的占空比。在这种方式下，可以达到新的更长的工作接通时间。查看开关控制器100的另一方式在于，当比较器120指示需要较低频率时，周期选择器112输出与额定切换频率和新的更小的切换频率的比率成比例的信号，其中，该比率基本上即时地改变工作接通时间和周期时间，从而保持当前占空比。例如，如果额定切换频率为200kHz，且电源转换器正工作在10％的占空比下，且周期选择器引起切换频率变化至100kHz，则通过在乘法器110处使工作接通时间加倍以及在116处使脉冲宽度调制器102的周期时间加倍而将占空比保持在10％。在110和116处的加倍基本上即时发生。另一示例可以是，如果额定切换频率从200kHz变化到170kHz，则针对接通时间和周期时间的比例乘数将是1.176。

根据电源转换器的预期用途的设计需求，可以在单个步骤或多个步骤中达到大于最小工作接通时间的工作接通时间状态。可以采用任何已知的方式实现频率变化。例如，可以通过调节PWM振荡器的斜坡率且保持斜坡幅度，或通过保持斜坡率且改变斜坡幅度，来改变频率。如果在单一步骤中改变频率，则立即迫使达到对应于所需频率的斜坡率。如果在多个步骤中改变频率，则在多个小步骤中改变斜坡率，直到达到对应于所需频率的所需斜坡率为止，例如，可以在10ns的步骤中改变斜坡率。同样地，如果实施一个步骤的频率变化，则立即迫使达到对应于所需频率的斜坡幅度，其中，与新斜坡幅度成比例地重新计算接通时间。对于多步骤的频率变化，可以在多个小的步骤中改变斜坡幅度，直至达到对应于所需频率的所需的斜坡幅度，例如，斜坡幅度的1比特的变化可以对应于10ns到PWM周期。通常地，斜坡幅度的变化最好在数字控制(例如使用数字PWM 100)中实现，斜坡率的变化更适合于模拟实现。

图2示出了示例性降压型电源转换器200，其可以与上述的示例性开关控制器100一起使用。电源转换器200可以包括开关S1，该开关S1用于根据来自输出端104的PWM_out信号向电感器L周期性地施加输入电压V_in。也可以使用驱 动器或放大器来确保S1按需断开或接通。如所示，偏置二极管D1和电容器C2也可以形成转换器200的一部分，并且是降压型转换器的典型的一部分。如上所述，R_L是负载电阻，并可以根据电源转换器200的预期用途而显著变化。图2中示出了用于开关控制器100的输入信号V_o和I_o。

如上所述，对于电源转换器200，可以实现开关控制器100及其优点，上述电源转换器200可以是降压型转换器、正向转换器、半桥式转换器、全桥式转换器以及交叉正向转换器中的任何一种，或降压型转换器的其它变型。

再参照图1，开关控制器100可以包括附加的比较器124，该比较器124具有另一输出端126，该输出端126指示相对于最小接通时间Min_T_on加上滞后时间Hyst_T_on而言的工作接通时间状态。如所示，输出端126可以连接至周期选择器112的另一输入端。当工作接通时间状态大于最小接通时间加上滞后时间时，周期选择器可以在114处恢复输出额定周期时间(额定频率)。滞后时间可以是足以补偿开关控制器100和电源转换器200的任何延时和切换时间的时间。因此，开关控制器100通常工作在其额定切换频率上，并仅当工作接通时间状态处于或接近预定的最小工作接通时间时降低切换频率。利用附加的比较器124将开关控制器100在降低的切换频率上工作的时间保持为最小。

开关控制器可以还包括重新加载信号，在每一周期时间结束时，在128处将该重新加载信号施加至脉冲宽度调制器102。这确保了使在116处的周期时间的变化基本上与在108处的工作接通时间状态的变化同时进行。

图3公开了开关控制器100的示例，该开关控制器100具有用虚线框300所示的一个或多个稳定电路。输出电压V_o和/或输出电流I_o可以在信号被施加至模式选择器106之前被稳定。开关控制器100可以还包括至少一个信号稳定控制电路，上述至少一个信号稳定控制电路用于产生稳定的电源转换器的输出电压和稳定的电源转换器的输出电流中的至少一种，作为对模式选择器106的输入。可替选地，如所示，开关控制器100可以包括稳定的电源转换器的输出电压和稳定的电源转换器的输出电流二者，作为对模式选择器106的输入。

电压信号稳定控制电路可以包括采样保持电路302，该采样保持电路302具 有连接至模数转换器304的输出端，该模数转换器304产生模拟的电源转换器输出V_o的数字化样本V_o’。加法器306将V_o’信号与基准电压V_ref相加，产生连接至电压补偿器308的输出。然后电压补偿器308的输出被施加到模式选择器106。电流信号稳定控制电路可以由与电压信号稳定控制电路相对应的部分形成，包括采样保持电路310、模数转换器312、加法器314以及电流补偿器316。

接下来是具有开关控制器100的降压型转换器200或变型的转换器的一些操作示例，每一种转换器都具有500纳秒(ns)的最小工作接通时间，用以提供稳定的连续模式、非突发操作。当达到或接近最小工作接通时间时，降低工作切换频率，同时通过基本上同时地增大工作接通时间和周期时间来保持当前占空比。在降低切换工作频率的同时保持占空比，最小化或消除了任何对电源转换器调节的影响。

如果正向转换器具有12伏特(V)的额定工作输出电压V_o、100安培(A)的额定工作输出电流I_o、35％的额定工作占空比，以及200kHz的额定切换工作频率，则当工作在CCM模式中的额定值下时，开关接通时间为1750ns(35％/200kHz)。如果该转换器工作在100A的恒流模式下且具有0.1Ohm的负载阻抗，则输出电压V_o将下降至10V(100A*0.1Ohm)，导致转换器工作在29.167％的占空比(35％*10V/12V)下，该占空比相当于1458ns(29.167％/200kHz)的接通时间。如果负载电流接下来在工作过程中减小至30A，则输出电压V_o将下降至3V(30A*0.1Ohm)，并且工作接通时间必须减小至438ns(35％*(3V/12V)/200kHz)且占空比为8.75％(35％*3V/12V)，以符合降压型公式。因为438ns低于预定的或设置的最小工作接通时间，所以转换器转变成不具有公开的示例性开关控制器的益处的突发模式。众所周知，突发模式引起负载电流I_o的更大脉动。为了避免这一点，对于开关控制器100，在电流斜坡下降时间期间，当接通时间达到或接近500ns时，降低切换工作频率，例如从200kHz降低至170kHz。由于较低的切换工作频率的总的周期循环时间的增加，因此在相同的8.75％的占空比下，工作接通时间增加至约514ns(8.75％/170kHz)，其高于最小工作接通时间。因此，即使在非常小的负载电阻和非常小的输出负载电流下，也保持了 连续模式中的连续的稳定控制和工作。

如上所述，可以随着输出电压的降低而逐步地完成切换频率的降低，或可以在一个步骤中完成切换频率的降低。在切换频率变化期间，保持占空比不变。例如，如果切换工作频率为200kHz且具有10％的占空比，则接通时间为500ns，其等于最小工作接通时间。之后，如果将切换工作频率变化至195kHz，则将工作接通时间增大至512.8ns，以保持产生的占空比不变，仍为10％。如果在多个小的步骤(例如10ns的步骤或PWM 102的最高分辨率)中或在从约1kHz到5kHz的多个步骤中改变切换工作频率，则在输出电流I_o或输出电压V_o中将具有可忽略的扰动。如果在单个大的步骤(例如将接通时间增大500ns、从200kHz到100kHz的步骤)中完成变化，则在较低的切换工作频率下的电感器脉动电流的变化可以在输出电流I_o上引起将快速平复的扰动。脉动电流变化可能保持在调节限度(例如±2)内，并且根据调节要求，脉动电流变化可以仍然是可接受的，如果这种变化是不可接受的，则推荐多步骤的频率变化。使用一个或多个切换工作频率降低步骤来达到稳定的工作接通时间的选择取决于预期应用及其设计参数。

另一示例说明了公开的示例的适用性包括通常在计算应用中使用的电压调节模块(VRM)的操作。如果电源转换器被用作为电压源且该应用要求宽的输出电压V_o的微调范围，则可以按照更简单的方式使用上述相同的技术。当降低(微调)输出电压Vo时，典型的现有VRM随着Vo从例如5V的额定输出电压下降至0.8V的低输出电压而经历效率的显著下降，如上所述。使用公开的示例，可以提高电源转换器的效率。以下示例说明对于VRM的提高的效率，但同样适用于其它用作为可变的、微调的电压源的降压型转换器和变型的降压型转换器。

典型的VRM降压型转换器在限定的负载或输出电流I_o以及12V的输入电压下可以具有从0.8V到5V的V_o。在5V和0.8V下的工作占空比可以通过降压型转换器公式1给出：

D＝5V/12V＝0.4167和D＝0.8V/12V＝0.0667

对于500kHz的额定切换工作频率，降压型开关S1的接通时间在5V时将是 833.4ns，在0.8V时将是133.4ns。驱动功率和切换损耗都是切换工作频率的函数。因此，对于25A的负载电流I_o，电源转换器在0.8V的V_o下的输出功率是20W(25A*0.8V)，而在5V的V_o下的输出功率是125W。在输出电压范围内的这种驱动功率损耗以及切换损耗导致电源转换器效率随着V_o的减小而衰减。因为传播延时且可能因为PWM分辨率，所以突发模式操作在低V_o级别下是不可避免的，导致不可接受的脉动。

使用以上公开的示例，可以基于配置的输出电压自动地降低切换工作频率。降低切换工作频率时的V_o级别可以被感测并用作为直接去往周期选择器的反馈信号。可以利用对转换器的经验测试或模拟测试来确定针对多个V_o级别的所需的切换工作频率级别，以识别出产生满足规格要求的电感器脉动电流、同时提高整体VRM转换效率的降低的切换工作频率。

注意，由于保留了输出电感器和电容器，因此如果切换工作频率是转换器带宽的至少5倍，则对转换器带宽没有显著影响。通常推荐十倍的频率差。

考虑VRM示例，其中，V_in＝12V，V_out＝0.8V-5V，切换工作频率＝500kHz，输出电感＝500毫微亨利(nH)，额定输出电流＝25A。当V_o被编程设置为5V时，电感器脉动电流将为：

(5V*(1-0.4167))÷(500kHz*500nH)＝11.666A

被编程为工作在V_o＝0.8V下的同一转换器将具有如下电感器脉动电流：

(0.8V×(1-0.0667))÷(500kHz*500nH)＝2.98A

因为VRM输出滤波电容器对于整个可能的V_o设置范围都是相同的，所以对于0.8V输出的输出脉动几乎是输出是5V输出下的输出脉动的四分之一。然而，基于典型的VRM规格，正负峰间脉动在整个输出电压范围内是相对恒定的。这种一致性允许切换工作频率在0.8V输出下从额定的500kHz降低至125kHz。该切换工作频率的降低显著地降低了切换损耗以及MOSFET驱动功率损耗，因此提高了输出电压较低时的功率转换效率。相信对于针对该示例的现实应用，当考虑其它因素(例如电感器的磁心损耗)时，在额定的550kHz和125kHz之间的切换工作频率上将获得最好的结果。对于各种较低的输出电压设置最好的切 换工作频率可以通过经验测试或模拟测试来确定，且该控制可以采用模拟或数字方式来实现。对于模拟控制，改变转换器的切换工作频率可以通过在各种定时部件之间进行切换来实现；而数字控制通过设置合适的寄存器来完成。

对于VRM，仅需要一次输出电压设置的变化，且该变化在配置时是已知的。因此，对于给定的所需的输出电压，可以永久地改变切换工作频率。如上所示，为了最好的结果，相信切换工作频率的降低应当被限制到高于转换器的控制回路带宽的数量级。例如，如果控制回路带宽为20kHz，则切换工作频率的降低应当被限制到约200kHz以保证切换脉动被完全过滤掉。

以上公开的示例可以在模拟或数字控制技术中实现。对于数字控制，容易完成保持工作占空比所需的计算。数字控制也允许使用多个小的频率逐步下降的切换工作频率的平滑降低。模拟控制需要在组装开关控制器之前选择并安装定时部件，且从额定切换工作频率到较低的切换工作频率的转变可以被视为对电源转换器输出的反映。对输出脉动的扰动的可接受的级别取决于应用需求。

当应用于电压模式的控制应用时，公开的示例性实施方式达到最好的结果。这是因为当工作在CCM下时，这些示例直接控制转换器的工作占空比且占空比不依赖于切换工作频率、电感值或负载阻抗。然而，公开的示例也可用在峰值电流模式控制中。尽管平均输出电流随着脉动电流变化且是引起峰值电流限制级别变化的电感值和切换工作频率的函数，但是切换工作频率的降低仍然可以使用对输出的一些小的扰动来实现，其中，峰值电流限制级别需要误差放大器校正。

图4示出了控制具有可变输出电压的降压型电源转换器或变型的降压型电源转换器的切换工作频率的方法400的示例性逻辑流程。402设置最小工作接通时间。如上所述，最小工作接通时间可以通过测试来确定，以保证在恒流模式下的稳定控制，而不具有转换器进入突发模式的风险。接下来，404设置额定切换工作频率，如上文所讨论的。406确定或感测电源转换器的工作接通时间状态和占空比状态。

之后，408判决来自406的工作接通时间状态是否小于在402设置的最小工 作接通时间。如果408的结果为是，则410降低在404设置的切换工作频率，同时保持在406确定的占空比状态。该逻辑之后返回至406以继续该过程。在410中的频率降低可以是一次性降低至最小切换工作频率，这将提供大于设置的最小值的接通时间，或者该频率降低可以是较小的降低，该较小的降低在多步中达到可接受的接通时间。注意，多步频率变化显然放慢了向新的所需工作频率的转变，并在转变期间提供非常稳定的输出。单步频率变化非常快地被实施，同时可能引入输出参数的一些瞬时扰动。如果408的结果为否，则不进行切换工作频率的降低，并且该逻辑可以返回至406，或可选地进入用虚线格式所示的412，在下文描述412。

公开的示例性方法400适用于电源转换器，该电源转换器是降压型转换器、正向转换器、半桥式转换器、全桥式转换器、交叉正向转换器中的一种，或其它变型的降压型转换器。

示例性方法400可以还包括，在确定的工作接通时间状态比最小工作接通时间大预定量或滞后时间之后，将切换工作频率重设至额定切换工作频率。这在412完成，其中，如果在406中的接通时间状态不大于在402设置的最小工作接通时间，则该方法返回至406。在412中，如果在406中的接通时间状态大于在402中的最小工作接通时间加上滞后时间，则该方法返回至404，并将切换工作频率重设至额定值。如上所述，将滞后时间与设置的最小工作接通时间相加来补偿电源转换器的任何延时和接通-断开切换时间，以保证平滑转变回到额定切换工作频率。

如上所述，相信当开关控制器被实现成数字开关控制器时，可以达到最好的结果。

类似于上文公开的开关控制器，示例性方法400的开关控制器可以还包括在每一个脉冲宽度调制的周期结束时设置重新加载信号(图4中未示出)，以保证使切换工作频率的变化基本上与工作接通时间状态的变化同时进行。

以上公开的示例性开关控制器和方法可以提高VRM的效率，允许可变的输出电压电源工作在较低的输出电压下而不进入突发模式，改善转换器调节且减 小输出脉动，以及提供对输出电流的改进控制。公开的示例适用于降压型转换器和变型的降压型转换器，包括在主板上使用的用于向计算机处理器和存储器芯片供电的VRM降压型转换器、工业精密电流源、精密仪器电源、台式电源等。

本发明的描述仅为示例性的，本领域技术人员应当理解，除这些描述以外的变型将落在本发明的范围内。

提供示例使得本发明将是全面的且将向本领域的技术人员充分表达范围。阐述了大量的具体细节，例如特定部件、设备和方法的示例，以提供对本发明的实施方式的全面理解。显然，对于本领域的技术人员而言，不一定采用具体细节，示例可以体现为许多不同的形式且不应被解释为限制本发明的范围。在一些示例中，没有详细地描述熟知的过程、熟知的设备结构和熟知的技术。

本文中所使用的术语仅出于描述特定的示例实施方式的目的，而并不意图构成限制。如本文中所使用，单数形式“一”和“该”可以意图也包括复数形式，除非文中另有明确指示。术语“包括”、“包含”和“具有”都是非排它性的，因此指的是存在所列的特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但并不排除存在或附加一个或多个其它特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或其组合。本文中所描述的方法步骤、流程和操作不应被解释为必须要求其按照所讨论的或示出的特定次序实现，除非特别指定实现次序。也应当理解，可以采用附加的或替选的步骤。

当元件或层被称为在另一元件或层之上、并入另一元件或层、连接到另一元件或层、或耦合到另一元件或层时，该元件或层可直接在另一元件或层之上、并入另一元件或层、连接到另一元件或层、或耦合到另一元件或层，或者可以存在介于中间的元件或层。反之，当元件被称为直接在另一元件或层之上、直接并入另一元件或层、直接连接到另一元件或层、或直接耦合到另一元件或层时，不存在介于中间的元件或层。应当以类似的方式理解用于描述元件之间的关系的其它说法(例如，“在二者之间”对比“直接在二者之间”、“相邻”对比“直接相邻”等)。如本文中所使用，术语“和/或”包括相关联的所列项中的一个或多个的任意组合和全部组合。

尽管在本文中可使用术语第一、第二、第三等来描述各元件、组件、区域、层和/或部分，但是这些元件、组件、区域、层和/或部分不应当被这些术语所限制。这些术语可仅用于区分一个元件、组件、区域、层或部分与另一个元件、组件、区域、层或部分。本文中所使用的例如“第一”、“第二”的术语和其它数值术语并不暗指顺序或次序，除非文中另有明确指示。因此，下面所讨论的第一元件、组件、区域、层或部分可以被看作第二元件、组件、区域、层或部分，而不脱离示例实施方式的教导。