双向AC-DC转换器的制作方法

本发明涉及一种双向AC-DC转换器，特别涉及一种母线电容上的纹波电压小的双向AC-DC转换器。

背景技术：

将电动汽车与电力系统连接，进行从汽车到电力系统的电力供给的技术称为V2G(Vehicle to Grid)。根据V2G技术，在电动汽车不作为移动工具使用时，可以将搭载于车上的大容量的电池作为电力存储设备而使用。

随着对于在不同的电源之间的能量的传送的V2G技术的兴趣不断提高，双向的逆变·充电系统成为必要。

非专利文献1中，公开了即使使用具有电网的二倍频的纹波电流对锂离子电池进行充电，其电池性能也不会发生大的劣化。

另外，非专利文献2中形态中，利用具有电网的二倍频的正弦电流进行充电。如图8所示，非专利文献2的转换器具备以下的双向拓扑结构，充电时包含无桥PFC以及双向有源桥(DAB)模块，放电时包含全桥升压式转换器以及逆变器。双向逆变·充电系统能够提供对电池组等进行充电的AC-DC转换以及用于将电池连接于电网的DC-AC转换的两者。由此，能够在两个方向上利用电力元件，其结果，通过较少的元件能够实现较高的能量传输效率。

图9是非专利文献2的电路框图。在图9中，电池充电功率由式(1)来表示。

如果将该能量全部传输至电池的话，则电池的充电电流由下式(2)来表示。

io＝pin/Vb＝2VacIacsin²(ωt)/Vb＝Iosin²(ωt)……(2)

图10是非专利文献2的控制框图。该控制部以充电电流为Iosin²(ωt)的方式对DC-DC级的双向有源桥(DAB)模块进行控制。根据该结构，能够减小母线电容的容量。例如，输出功率为3kW，母线电容的两端的纹波电压为2％的情况下，能够将母线电容的容量减小到400μF。

现有技术文献

非专利文献1：Bala S,Tengner T,Rosenfeld P,et al.The effect of low frenquency curent ripple on the performance of a Lithium Iron Phosphate(LFP)battery energy storage system[c].IEEE Energy Conversion Cpngress and Exposition,ECCE 2012,2012:3485-3492.

非专利文献2：Xue,L.,et al.,Dual active bridge based battery charger for plug-in hybrid electric vehicle with charging current containing low frequency ripple.2013,IEEE.p.1920-1925.

技术实现要素：

发明要解决的技术问题

但是，非专利文献2中，并没有考虑AC-DC级中的用于滤除高频噪声的电感Lac中的能量的存储。由于该电感Lac中的能量，母线电容的两端的纹波电压会变大。

该电感Lac的能量，由式(3)来表示。

其电感Lac的功率由下式(4)来表示。

传送到电池中的电力由下式(5)来表示

其中，

于是，在VinIin＞10(ωL1I²in)的情况下，输出侧的电流由下式(6)来表示，

如上述那样，如果要将电感中的能量吸收，则有必要对输出电流(充电电流)进行相移。在输出功率为3kW，输入电压为110V，输入侧AC-DC级的电感为3mH的情况下，相位偏移角度为15.78°。因此，不得不考虑相位偏移角度如果不考虑该相位偏移角度则母线电压两端的纹波电压变大。

解决技术问题的手段

本发明是为了解决这样的问题而完成的，其目的在于提供一种使母线电压两端的纹波电压更小、从而能够更加减小母线电容的电容值的双向AC-DC转换器。

本发明是为了解决上述技术问题而作成的，本发明的一种双向AC-DC转换器，其连接于电网与电池之间，其特征在于，具备滤波器、全桥型AC-DC转换部、双有源桥型DC-DC转换部以及控制部，所述AC-DC转换部和所述DC-DC转换部之间配置有母线电容，所述滤波器具备至少一个输入电感，在AC-DC级中，所述控制部，以所述AC-DC转换部的输入端的电流的相位和所述电网的电流的相位一致，并且所述母线电容两端的电压成为规定电压的方式，对所述AC-DC转换部进行控制；在DC-DC级中，所述控制部，以所述DC-DC转换部的输出端的电流成为补偿了由所述输入电感产生的移相的第一参考电流的方式，对所述DC-DC转换部进行控制。

根据本发明的双向AC-DC转换器，在AC-DC级中提高功率因数并将母线电容两端的电压维持在所期望的值，在DC-DC级中，实现补偿了输入电感的相移的二倍频的正弦充电，从而可以使母线电压两端的纹波电压更小、由此能够更加减小母线电容的电容值。

另外，本发明的双向AC-DC转换器中，优选地，所述第一参考电流根据来自所述电网的输入电压和输入电流、所述电池两端的电压、以及由所述输入电感产生的移相角来计算。

另外，本发明的双向AC-DC转换器中，优选地，所述移相角由来自所述电网的输入电压和输入电流、所述输入电感的值、以及所述电网的频率来计算。

另外，本发明的双向AC-DC转换器中，优选地，所述控制部具备：采样单元，对来自所述电网的输入电压和输入电流进行采样；第二参考电流计算单元，根据所述输入电压和所述输入电流以及所述电池两端的电压来计算所述第二参考电流；移相角计算单元，根据所述输入电压和所述输入电流、所述输入电感的值、以及所述电网频率来计算移相角；锁相单元，对所述电网电压进行锁相，从而得到所述电网电压的相位；移相单元，对由所述锁相单元取得的相位进行移相，使该相位偏移所述移相角的二分之一；平方单元，对由所述移相单元输出的相位的余弦进行平方运算；以及乘法单元，将所述第二参考电流与所述平方单元的结果相乘，从而得到所述第一参考电流。

发明的效果

根据本发明的双向AC-DC转换器，能够补偿应输入电感而产生的相移，能够减小母线电容两端的纹波电压，因此能够减小母线电容的电容值。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式的双向AC-DC转换器的图。

图2是表示本发明的实施方式的双向AC-DC转换器的充电模式的控制框图。

图3是表示本发明的实施方式的双向AC-DC转换器的放电模式的控制框图。

图4是表示本发明的实施方式的双向AC-DC转换器的充电模式的详细控制框图。

图5是表示本发明的实施方式的双向AC-DC转换器的双有源桥(DAB)型DC-DC转换部的控制策略图。

图6是比较在充电模式下现有的无解耦方式、非专利文献2、及本实施方式的母线电容及其纹波电压的图。

图7是比较在放电模式下现有的无解耦方式、非专利文献2、及本实施方式的母线电容及其纹波电压的图。

图8是表示现有技术的双向AC-DC转换器的图。

图9是表示现有技术的双向AC-DC转换器的电路框图。

图10是表示现有技术的双向AC-DC转换器的控制框图。

具体实施方式

以下，参照附图，详细地说明用于实施本发明的方式。

图1是表示本发明的实施方式的双向AC-DC转换器的图。首先，使用图1说明本实施方式的双向AC-DC转换器的电路结构。图1的双向AC-DC转换器中，具备输入滤波器、全桥型AC-DC转换部、双有源桥(DAB)型DC-DC转换部以及控制部。全桥型AC-DC转换部具备开关元件T5～T8。DAB型DC-DC转换部具备开关元件T1～T4、T1’～T4’。在全桥型AC-DC转换部和DAB型DC-DC转换部之间，配置有母线电容Cbus。

<输入滤波器>

如上所述，非专利文献2中，没有考虑到AC-DC级中的电感Lac中的能量的存储。在非专利文献2中，在电网与全桥型AC-DC转换部之间连接有电感Lac，其用于滤除开关元件中产生的高频噪声。在本发明中，也可以像非专利文献2那样采用单电感来进行滤波。单电感为一阶系统，不会产生谐振的问题。但是，采用单电感进行滤波的话，需要电感值较大的电感器。这会造成元件体积的增大，并且电感储能也增加。

因此，优选地，在本发明的本实施方式，将LCL滤波器作为输入滤波器。LCL滤波器由电感器Lg1,Lg2、电容器Cin、电感器L1,L2。LCL滤波器被广泛应用于与电网相连接，通过采用较小电感值便能够滤除开关电压中产生的高频噪声。其优点在于，具有较强的稳定性、单电流环路、控制参数的设计简单、以及较低的成本。

本实施方式中，假设滤波器的截止频率被设为开关元件的开关频率的1/10，并且L＝L1+L2。

则，截止频率fn由下式(7)表示。

如果希望减小电容Cin，则需要增大电感值L。在10％转换器电感电流纹波的需求下，并设L1＝L2＝3mH，则电容器Cin的大小如下式(8)所示。

假设Lg＝Lg1+Lg2，α＝L/(L+Lg)，则转换器的输出电流与输出电压的传递函数为如下式(9)所示。

当α＝0.5时，传递函数的大小最小，此时能够较好地抑制高频成分。即，在本实施方式中，Lg1＝Lg2＝3mH。

此外，图1中的各元件的值的例子如表1所示。

[表1]

根据模拟结果，具有表1的各值的双向AC-DC转换器的动作稳定。

<充电模式的电路结构>

图2是表示本发明的双向AC-DC转换器的充电模式的控制框图。在充电模式下，电力从电网供给至电池。在该模式下，全桥型AC-DC转换部作为无桥PFC电路，双有源桥(DAB)型DC-DC转换部作为相移全桥电路而起作用。电网电压经无桥PFC电路被调整为母线电容两端的电压，并且通过相移全桥电路对电池进行充电。在本发明的电路结构中，全桥型AC-DC转换部实现功率因数改善和电压调整，DAB型DC-DC转换部实现对电池的正弦充电。

本实施方式的无桥PFC电路的动作原理与普通的升压PFC电路相似。相比于普通的升压PFC，该双升压无桥整流能够获得更低的共模噪声和更高的效率。为了抑制共模噪声，在电网的输出端连接有两个二极管D9、D10。图2的电网电压的正半周中，仅开关元件T8工作，当开关元件T8导通时，电感器L1的电流上升，电流经过开关元件T8和二极管D9回到电网；当开关元件T8关断时，电流经由开关元件T5的体二极管、母线电容Cbus和二极管D9回到电网，此时电网和电感器L1一起将能量传递给负载侧。图2的电网电压的负半周中，仅开关元件T7工作，当开关元件T7导通时，电感器L2的电流上升，电流经过开关元件T7和二极管D10回到电网；当开关元件T7关断时，电流经由T6的体二极管、母线电容Cbus和二极管D10回到电网，此时电网和电感器L2一起将能量传递给负载侧。本实施方式的无桥PFC电路的具体控制方式将在后文中描述。

如图2所示，本实施方式的相移全桥电路的电路结构与普遍使用的相移全桥电路相同。采用双有源全桥结构的相移全桥电路，是因为其具有开关元件电压电流应力相对小、电路结构对称以及易实现开关元件的零电压开关(Zero-Voltage-Switching，ZVS)等优点。由于其在大功率下仍能够实现软开关切换，从而能够降低开关损耗。如图2所示，开关元件T1～T4的占空比均为50％，并且开关元件T1和开关元件T4的波形成180°反相，而开关元件T2和开关元件T3的波形成180°反相。并且开关元件T1、T4和开关元件T2、T3之间存在相位差。本实施方式的相移全桥电路通过改变该相位差，从而能够控制输出电流。其具体的控制方式将在后文描述。

<放电模式的电路结构>

图3是表示本发明的双向AC-DC转换器的放电模式的控制框图。在放电模式中，电力从电池供给至电网。在该模式下，双有源桥(DAB)型DC-DC转换部作为全桥升压电路，全桥型AC-DC转换部作为单相逆变器电路而起作用。经由全桥升压电路，电池的输出电压被升压至母线电容两端的电压，之后该母线电容两端的电压经由上述单相逆变器电路而连接至电网，从而将能量返给电网。如图3所示，作为全桥升压电路的控制方式，电压环路的单环控制被采用，从而保证其工作在全桥升压模式。当然，也可以采用电流环和电压环的控制模式。而在单相逆变器电路中，参考电流通过电网电压的锁相环PLL而取得，并且PWM驱动信号通过电流环路的PI补偿来获得。

以下就充电模式中的全桥型AC-DC转换部、双有源桥(DAB)型DC-DC转换部的控制方式进行说明。放电模式中的全桥升压电路和单相逆变器电路的控制方式是将充电模式中的电压·电流信号反向的控制方式，在此省略其说明。

<充电模式下无桥PFC电路的控制方式>

在充电模式的无桥PFC电路中，控制部通过锁相环PLL获取电网电压(电流)的相位，并且以上述无桥PFC电路的输入电流的相位与电网电压(电流)的相位一致的方式进行控制。也就是说，AC-DC转换部的输入端的电流的相位与电网电压(电流)的相位一致。此外，通过改变开关元件的占空比，从而将无桥PFC电路的输出电压控制为规定的值。也就是说，以母线电容Cbus两端的电压成为规定电压的方式控制AC-DC转换部。通过使无桥PFC电路的输入电流的相位与电网电压(电流)的相位一致，从而达到提高功率因数的效果。通过控制无桥PFC电路的输出电压，从而为后级电池提供电力。

如图2所示，对无桥PFC电路的输出电压与参考电压Uref2的差进行PI控制，并对无桥PFC电路的输入电流的相位与锁相环中的相位进行PI控制，从而控制开关元件T5～T8的占空比，得到所期望的输出。

图4是全桥型AC-DC转换部、双有源桥(DAB)型DC-DC转换部的控制部的详细控制框图。如图4所示，通过AD采样对电网电压，电感L1，L2的电流进行采样，并求其有效值，并且同时对电网电流进行锁相；当电网电压为正时，电感L1导通；当电网电压为负时，电感L2导通。电压环首先通过数字滤波器滤除直流母线上的100Hz电压纹波，然后与电压基准比较后通过PI调节器，之后通过与PLL锁相器相乘和电压有效值相除生成电流环的电流参考基准，电流环中，采样无桥PFC电路的输入电流的值，并将其与上述电流参考基准相比较后通过PI调节器，从而控制开关元件T7、T8。

<充电模式下相移全桥电路的控制方式>

图5是本实施方式的充电模式下的相移全桥电路的控制策略图。如上述式(6)所示，第1参考电流是通过输入电压Vs和输入电流Is、电池两端的电压Vbatt以及由电感L1、L2产生的移相角来计算的。另外，为了补偿输入滤波器中的电感L1、L2产生的相移，有必要将相移全桥电路的输出电流控制为即，有必要以DC-DC转换部的输出端的电流成为补偿了输入滤波器的电感L1、L2产生的相位的第1参考电流的方式来控制DC-DC转换部。其中，相移角是通过来自电网的输入电压Vs和输入电流Is、输入电感L1的值、以及电网的频率ω来计算。此时，将参考电流设置为补偿了由输入电感L1、L2产生的移相的参考电流。

如图2、图4、图5所示，通过对上述电网电压的有效值的计算，和对电感L1，L2上电流的计算，计算出移相角度和参考电流Iref。根据移相角度使参考电流Iref在上述采样电网的电压基础上移相从而对相移全桥电路进行控制。

具体地，控制部可以具备：采样单元，对来自所述电网的输入电压Vs和输入电流Is进行采样；第二参考电流计算单元，根据输入电压Vs和输入电流Is以及电池两端的电压Vbatt来计算第二参考电流；移相角计算单元，根据输入电压Vs和输入电流Is、输入电感L1的值、以及电网频率ω来计算移相角锁相单元PLL，对所述电网电压Vs进行锁相，从而得到电网电压的相位；移相单元，对由所述锁相单元取得的相位进行移相，使该相位偏移所述移相角的二分之一；平方单元，对由所述移相单元输出的相位的余弦进行平方运算；以及乘法单元，将所述第二参考电流与所述平方单元的结果相乘，从而得到所述第一参考电流

在对相移全桥电路的开关元件T1～T4，T1’～T4’进行控制时，充电模式下，开关元件T1’～T4’被控制为全部关闭。开关元件T1～T4的占空比均为50％，并且开关元件T1和开关元件T4成180°反相，而开关元件T2和开关元件T3成180°反相。通过控制开关元件T1、T4和开关元件T2、T3之间的相位差，从而能够将相移全桥电路的输出电流，即电池的充电电流控制为

<母线电容的电容值>

将本实施方式的控制方式与非专利文献2控制方式相比较，本实施方式的母线电容存储能量的减少量与输入电感上存储的能量相同。该能量由下式(10)表示。

由于并且

所以母线电容的电容值由下式(11)表示。

根据式(11)，本发明的控制方式中，为了使母线电容的纹波电压成为2％，可以使母线电容的电容值减少193.3μF。

<无解耦方式、非专利文献2、及本实施方式的母线电容及其纹波电压的比较>

图6是比较在充电模式下无解耦方式、非专利文献2、及本实施方式的母线电容两端的纹波电压的表格。图7是比较在放电模式下无解耦方式、非专利文献2、及本实施方式的母线电容两端的纹波电压的表格。从图6中可以看出，在充电状态下，在母线电容为200μF时，本实施方式的母线电容两端的纹波电压可以降低至6.8V。从图7中可以看出，在放电状态下，在母线电容为200μF时，本实施方式的母线电容两端的纹波电压可以降低至4.8V。因此，根据本发明，能够减小母线电容两端的纹波电压，进而能够减小母线电容的电容值。

虽然以上结合附图和实施例对本发明进行了具体说明，但是可以理解，上述说明不以任何形式限制本发明。本领域技术人员在不偏离本发明的实质精神和范围的情况下可以根据需要对本发明进行变形和变化，这些变形和变化均落入本发明的范围内。例如，以上虽然说明了使用LCL滤波器作为滤波器的情况，但是采用单电感作为输入滤波器的情况同样适用于本发明。此时，以使电池的充电电流成为补偿了由该单电感产生的移相的参考电流的方式，对所述DC-DC转换部进行控制即可。

符号说明

Pin 充电功率

Vac 电网电压

Iac 电网电流

io 电池充电电流

Vb 电池充电电压

ω 电网频率

Lac 滤波电感

is(t) 滤波电感Lac的电流

PL(t) 滤波电感Lac的功率

Vs AC-DC转换部的输入电压

Is AC-DC转换部的输入电流

T1～T4,T1’～T4’,T5～T8 开关元件

fs 开关频率

Cin 电容器

Lg1,Lg2,L1,L2 电感器

Cbus 母线电容

Vbatt 电池充电电压