一种晶闸管开关快速投切电路的制作方法

本发明涉及一种基于晶闸管开关快速投切电路，适用于无功补偿领域。

背景技术：

能源对于国民经济的制约作用越来越明显，随着工业化的进程，大型电力设备的应用逐渐增加，工业领域的电力需求却不断增加，无功损耗亦逐步增高，造成巨大的能源浪费。同时，信息化设备、高精度数控设备的日益增多，致使目前的电力供需矛盾不仅体现在用电负荷上，同时电能质量的问题也越发尖锐。因此，世界范围内，特别是在工业发达国家，电能质量治理得到了广泛关注。与此同时，电力系统的无功功率补偿、谐波治理、电压波动等电能质量问题在我国也显得异常突出，这些问题都与国家提出的科学发展观观点相违背，严重阻碍了节约型社会的发展进程。

无功补偿是当前电能质量治理最为突出、紧迫的问题。目前普遍采用的装置主要为静比无功补偿器（Static Var Compensator-SVC）。它主要包括：晶闸管投切电容型无功补偿器（Thyristor Switched Capacitor-TSC），晶闸管控制电抗型无功补偿器（Thyristor Controlled Reactor-TCR），磁阀控制电抗型无功补偿器（Magnetically Controlled Reactor-MCR），TSC型无功补偿转置，采用晶闸管开关器件分组投切电容器技术改变装置的无功出力，相比于TCR, MCR方式的无功补偿装置具有损耗小、成本低、安装维护方便、可靠性高、应用范围宽、技术成熟等特点，是目前无功补偿领域的主力军。按照电容分组投切开关的类型，TSC型的补偿装置可以分为：（1）机械开关(包括断路器、接触器、继电器等)分组投切电容器，但机械开关存在投切涌流、投切时间长及开关投切次数少等弊端。（2）复合开关分组投切电容器，复合开关将电力电子无触点开关与机械开关相结合，在机械开关的通断过程中，先期导通电力电子无触点开关，在机械开关完成通断动作后，再关断，避免了机械开关的投切涌流，却依然不能解决开关的投切次数较少、开关过程时间长、切投间隔时间久等问题。（3）采用电力电子无触点开关投切，由于其能在每个周波内无应力打开、关断，采用此开关的TSC型无功补偿装置可以做到系统无功补偿的快速、精确，使系统运行于较高的功率因数下，有效的解决电力传输中的线损、设备容量能力，改善用户端的电压降低等特点，逐渐成为目前电容分组投切型无功补偿设备的性能最为优越的开关器件。

技术实现要素：

本发明提供一种晶闸管开关快速投切电路，设计具有良好的通用性，不仅在晶闸管端电压存在过零情况下能够安全、准确的触发晶闸管，当晶闸管端电压偏离电压零点时，依然能在晶闸管端电压最小值时将其触发，从而保证了系统的无功响应时间，避免了电容电压的持续上升问题。晶闸管开关投切准确、可靠，投切过程不产生电流涌流，能够避免由于电压波动而导致的晶闸管端电压过零点消失的复杂工况，提高系统功率因数，节约能源。

本发明所采用的技术方案是：

晶闸管开关快速投切电路由晶闸管端电压的差分采样电路、晶闸管驱动脉冲信号发生电路、晶闸管驱动脉冲信号隔离放大电路构成。

所述晶闸管端电压的差分采样电路中的ESD为静电保护芯片，其内阻远小于采样电阻Rs及反馈电阻RF，电阻R1与RF阻值相同。采样信号来自晶闸管的K1、K2端，电压分别记为VK1，VK2。通过调整电阻Rs与RF的阻值，可得到幅度适合的采样信号。VSAM经过的窗口比较器与Vth、Vth+比较即可捕获VSAM信号经过2.5V的时刻，即晶闸管的端电压过零时刻。由于过零点采样在2V位置，比2.5V位置提前，因此需要采用由R5与C1构成的RC延时电路，通过R5对C1充放电，并将电容C1的电压与参考电压VREF比较，将过零信号VSYN延迟至接近2.5V对应的时刻。

所述晶闸管驱动脉冲信号发生电路中，UlA为斯密特触发器，其与C1、R1构成震荡电路，产生高频脉冲，U1C、U1D完成触发脉冲与高频信号的叠加，高频信号的频率需要与隔离变压器的特性相匹配。SIG1、SIG2触发信号内包含的高频脉冲相位相反，因此每个时刻，电源Vs的仅对其中一路变压器进行驱动，采用驱动分时技术大大降低电路的功耗，减少MOSFET的发热，同时使U2对每路电流的检测更为方便。

所述触发脉冲信号经过隔离放大电路送至晶闸管的控制端，U2完成信号放大，其EN脚由外部输入，表示是否需要在过零点打开晶闸管开关，U3为双路MOSFET芯片，负责对隔离变压器的驱动。U2芯片的SEN端采样MOSFET管的驱动电流，当出现过流时进行保护。

本发明的有益效果是：触发电路在复杂工况下，能够准确、快速的将晶闸管触发，触发过程不产生电流涌流，稳定可靠，比传统的晶闸管触发电路性能有明显提高。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

图1是本发明的晶闸管端电压的差分采样电路。

图2是本发明的晶闸管驱动脉冲信号发生电路。

图3是本发明的晶闸管驱动脉冲信号隔离放大电路。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

如图1，晶闸管端电压的差分采样电路中的ESD为静电保护芯片，其内阻远小于采样电阻Rs及反馈电阻RF，电阻R1与RF阻值相同。采样信号来自晶闸管的K1、K2端，电压分别记为VK1，VK2。通过调整电阻Rs与RF的阻值，可得到幅度适合的采样信号。VSAM经过的窗口比较器与Vth、Vth+比较即可捕获VSAM信号经过2.5V的时刻，即晶闸管的端电压过零时刻。由于过零点采样在2V位置，比2.5V位置提前，因此需要采用由R5与C1构成的RC延时电路，通过R5对C1充放电，并将电容C1的电压与参考电压VREF比较，将过零信号VSYN延迟至接近2.5V对应的时刻。

如图2，晶闸管驱动脉冲信号发生电路中，UlA为斯密特触发器，其与C1、R1构成震荡电路，产生高频脉冲，U1C、U1D完成触发脉冲与高频信号的叠加，高频信号的频率需要与隔离变压器的特性相匹配。SIG1、SIG2触发信号内包含的高频脉冲相位相反，因此每个时刻，电源Vs的仅对其中一路变压器进行驱动，采用驱动分时技术大大降低电路的功耗，减少MOSFET的发热，同时使U2对每路电流的检测更为方便。

如图3，触发脉冲信号经过隔离放大电路送至晶闸管的控制端，U2完成信号放大，其EN脚由外部输入，表示是否需要在过零点打开晶闸管开关，U3为双路MOSFET芯片，负责对隔离变压器的驱动。U2芯片的SEN端采样MOSFET管的驱动电流，当出现过流时进行保护。