开关电源装置的制作方法

本发明涉及一种开关电源装置，特别是涉及一种具备电流谐振型DC-DC开关转换器，能够应对突发脉冲控制等，并能够高精度检测负载状态的开关电源装置。

背景技术：

电流谐振型DC-DC开关转换器效率高、厚度薄，因此被广泛用于电视等的电源适配器。与交流电源连接、并用于超过规定大小的负载的开关电源装置将通过功率因数校正(PFC：Power Factor Correction)电路而成为固定的直流电压作为其输入电压。

此种开关电源装置除了将输出电压控制为固定值外，还检测负载状态，该负载状态表示负载是重还是轻，当负载轻时，例如进行暂时停止开关的突发脉冲动作等。该负载状态能够通过直接检测从电流谐振用变压器的二次侧输出的电流而得知。但是，检测到的负载状态必须传递给变压器一次侧的控制IC(Integrated Circuit：集成电路)，因此所需反馈电路的成本成为问题。所以，一般是在变压器的一次侧检测负载状态。

在变压器的一次侧检测负载状态时，已知有将检测谐振电路中流动的电流作为负载状态的方法(例如，参照专利文献1)。根据该专利文献1的记载，与高侧开关元件或者低侧开关元件的导通期间同步地检测谐振电路中流动电流的负载分量。因此，能够检测的电流仅是在高侧或低侧开关元件导通期间、即仅为开关时单侧的负载分量。此方法成立的前提是另一开关元件导通而不进行电流检测的期间的状态与进行检测期间的状态相同。因此，高侧或低侧的开关元件必须以始终相同的导通时间比(即50％)持续动作(进行平衡控制)，因此此电流检测方法未必能够正确表示负载状态。以下，作为未能正确表示负载状态的案例，对突发脉冲动作及不平衡动作进行说明。

首先，对进行了突发脉冲动作的情况进行说明。假设为高侧及低侧的开关元件以相同导通范围交替进行控制的电流谐振转换器。此处，进行占空比为10％的突发脉冲控制(例如，针对10微秒(μs)的开关周期(开关频率为100kHz)，则为1毫秒(ms)的开关动作期间，9ms的开关停止期间)时，开关动作期间的负载分量认定为100瓦(W)，而实际负载只有10W。用公式表示，则为Pload＝Pdet*D。

此处，Pload是负载，Pdet是开关动作期间的负载分量，D是突发脉冲的占空比。因此，即使能够检测出开关动作期间的负载分量，若不知道突发脉冲占空比，则无法检测负载状态。

接下来，对高侧及低侧的开关元件以不同导通范围交替进行控制的动作状态(即不平衡控制)的情况(例如，参照专利文献2)进行说明。此处，设定为高侧例如以30％的导通范围进行动作，低侧例如以70％的导通范围进行动作。此时，若按照专利文件1的方式在高侧的动作期间检测负载分量，则会认定为基本是无负载状态。另一方面，若在低侧的动作期间检测负载分量，则会检测出比实际负载大的值。如此，因为负载分量与高侧及低侧的动作比例存在关联性，所以无法正确检测负载状态。

【现有技术文献】

【专利文献】

【专利文献1】日本专利特开2012-170218号公报(段落〔0050〕～〔0052〕，图4)

【专利文献2】日本专利特开2006-204044号公报(段落〔0020〕)

技术实现要素：

【发明所要解决的技术问题】

如上所述，专利文献1的技术是通过与高侧开关元件或者低侧开关元件的导通期间同步地检测谐振电路中流动的电流，从而推测负载状态，因此存在无法应对突发脉冲控制等的问题。

本发明鉴于上述问题开发而成，其目的在于提供一种能够应对突发脉冲控制等，能够检测高精度负载状态的开关电源装置。

【解决技术问题所采用的技术方案】

为解决上述问题，本发明提供一种电流谐振型开关电源装置，该开关电源装置具备：串联连接的第1开关元件及第2开关元件；与所述第1开关元件或所述第2开关元件并联连接的谐振电抗器及谐振电容器的串联电路；以及控制所述第1开关元件及所述第2开关元件使其交替导通/断开的控制电路。该开关电源装置的特征在于，具备负载检测电路，该负载检测电路具有：分流电路，该分流电路将在串联连接的所述谐振电抗器及所述谐振电容器中流动的谐振电流分流，将分流后的电流转换为第1电压信号后输出；切换电路，该切换电路切换所述第1电压信号及接地电平的第2电压信号，并生成第3电压信号；以及均衡电路，该均衡电路对所述第3电压信号进行平均化。

根据此种开关电源装置，可以根据将谐振电流的分流电流转换为电压信号的第1电压信号及接地电平的第2电压信号在任意时刻生成始终与输入电流成正比的第3电压信号，并且将所述第3电压信号平均化后检测负载状态。

【发明效果】

上述结构的开关电源装置能够始终获得与输入电流成正比的信号，因此，在任何状况下都能够正确掌握直接关系到输出功率的输入功率。

可以以本发明为例，通过表示优选实施方式的附图及以下相关说明，明确本发明的上述及其他目的、特征及优点。

【附图说明】

图1是表示第1实施方式所述开关电源装置的电路图。

图2是表示控制IC的结构例的图。

图3是表示负载检测电路的结构例的图。

图4是一般动作时的时序图。

图5是突发脉冲动作时的时序图。

图6是表示第2实施方式所述开关电源装置的电路图。

图7是表示第2实施方式所述开关电源装置中谐振电流的分流电路的电路图。

图8是表示第3实施方式所述开关电源装置的电路图。

图9是表示控制IC的结构例的图。

图10是表示第4实施方式所述开关电源装置的电路图。

图11是表示控制IC的IS端子和CA端子的电压关系的图。

图12是表示第5实施方式所述开关电源装置的电路图。

【具体实施方式】

本发明基于检测输入功率即可(输出功率由输入功率乘以功率转换效率得出)的原理检测负载状态，而不是如专利文献1所述的检测谐振电流的负载分量。因此，本发明无论在开关元件导通或者断开时，都会生成始终与开关电源装置的输入电流成正比的信号。

以下，参照附图，详细说明本发明的实施方式。另外，各实施方式在不矛盾的范围内，能够组合多个实施方式实施。此外，在以下说明中，端子名称和该端子的电压、信号等可能会使用相同的标号进行说明。

<第1实施方式>

图1是表示第1实施方式所述开关电源装置的电路图，图2是表示控制IC的结构例的图，图3是表示负载检测电路的结构例的图，图4是一般动作时的时序图，图5是突发脉冲动作时的时序图。

第1实施方式所述开关电源装置的输入端子10p、10n和输入电容器C1连接，例如接收由功率因数校正电路生成的高压、即固定的直流输入电压Vi。输入端子10p、10n还与高侧开关元件Q1和低侧开关元件Q2的串联电路连接，构成半桥电路。在图示例中，使用N沟道MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属-氧化物半导体场效应晶体管)作为开关元件Q1、Q2。

开关元件Q1、Q2的公共连接点与变压器T1的一次绕组P1的一端连接，一次绕组P1的另一端介由谐振电容器C5接地。此处，由谐振电抗器和谐振电容器C5构成谐振电路，该谐振电抗器具有的漏感分量通过减小变压器T1的一次绕组P1及二次绕组S1、S2的耦合系数而变大。另外，也可以不使用漏感，将与构成变压器T1的电感不同的电感串联连接到谐振电容器C5，并将该电感作为谐振电路的谐振电抗器。

变压器T1的二次绕组S1的一端与二极管D3的阳极端子连接，二次绕组S2的一端与二极管D4的阳极端子连接。二极管D3、D4的阴极端子与输出电容器C6的正极端子及输出端子11p连接。输出电容器C6的负极端子与二次绕组S1、S2的公共连接点及输出端子11n连接。二次绕组S1、S2、二极管D3、D4及输出电容器C6构成对二次绕组S1、S2产生的交流电压进行整流、平滑处理后，转换成直流电压的电路，从而构成开关电源装置的输出电路。

输出电容器C6的正极端子介由电阻R8与光耦合器PC1的发光二极管的阳极端子连接，发光二极管的阴极端子与并联稳压器SR1的阴极端子连接。发光二极管的阳极端子及阴极端子与电阻R6并联连接。并联稳压器SR1的阳极端子与输出端子11n连接。并联稳压器SR1具有与电阻R9、R10的连接点连接的参考端子，该电阻R9、R10在输出电容器C6的正极端子和负极端子之间串联连接。并联稳压器SR1在参考端子和阴极端子之间，连接电阻R7及电容器C7的串联电路。该并联稳压器SR1用于将电流流向发光二极管，该电流对应输出电压Vo(输出电容器C6的两端电压)分压后的电位和内置基准电压的差。光耦合器PC1的光电晶体管的集电极端子与控制IC12的FB端子连接，发射极端子接地，集电极端子及发射极端子与电容器C2并联连接。

控制IC12具有与输入电容器C1的正极端子连接的VH端子、接地的GND端子。控制IC12还具有：介由电阻R1与开关元件Q1的栅极端子连接的HO端子；介由电阻R2与开关元件Q2的栅极端子连接的LO端子；VB端子；VS端子；CA端子；IS端子；以及VCC端子。在VB端子和VC端子之间连接有电容器C4，VS端子与开关元件Q1、Q2的公共连接点连接。CA端子与电容器Cca的一端连接，电容器Cca的另一端接地。IS端子与电容器Cs及电阻Rs的串联电路公共连接点连接，该电容器Cs与谐振电容器C5并联连接。VCC端子与电容器C3的正极端子连接，电容器C3的负极端子接地。VCC端子还与二极管D2的阳极端子连接，该二极管D2的阴极端子与VB端子连接。另外，为了简化附图，未对VCC端子进行图示，VCC端子介由二极管与变压器T1具备的辅助绕组连接，该开关电源装置启动后，将该辅助绕组产生的电压用作控制IC12的电源。

此处，与谐振电容器C5并联连接的电容器Cs及电阻Rs的串联电路是将谐振电流分流的分流电路，被该分流电路分流的电流通过电流检测用电阻Rs被转换为电压信号，并输入至控制IC12的IS端子。谐振电容器C5及电容器Cs中流动的谐振电流具有实际相同的波形，其最大振幅由谐振电容器C5及电容器Cs的电容比决定。若设定电容器Cs的电容小于谐振电容器C5的电容，则仅有极小的电流流过电流检测用电阻Rs，能够将电流检测用消耗功率减小到可忽视的程度。

如图2所示，控制IC12具有输入端子与VH端子连接、输出端子与VCC端子连接的启动电路21。振荡电路22的输入端子与FB端子连接，输出端子与控制电路23连接。另外，FB端子介由未图示的电阻，被拉升至未图示的基准电压。控制电路23的高侧输出端子与高侧驱动电路24的输入端子连接，控制电路23的低侧输出端子与低侧驱动电路25的输入端子连接。高侧驱动电路24的输出端子与HO端子连接，低侧驱动电路25的输出端子与LO端子连接。高侧驱动电路24还与高侧电源用VB端子及作为高侧基准电位的VS端子连接。VS端子还与控制电路23连接，并供应信号VS。CA端子与控制电路23及负载检测电路26连接。负载检测电路26还与IS端子连接，并且以从控制电路23接收信号sw_ctrl的方式连接。

如图3所示，负载检测电路26具有串联连接的开关sw1、sw2，开关sw1的一侧端子与控制电路23的IS端子连接，开关sw2的一侧端子与控制电路23的GND端子连接。IS端子与包含电容器Cs及电阻Rs的分流电路28连接，输入将谐振电流转换成电压信号的信号IS。作为开关sw1、sw2的公共连接点的点A介由电阻Rf与控制电路23的CA端子连接。CA端子与电容器Cca连接，包含电阻Rf及电容器Cca的均衡电路29将点A的电压信号A进行平均化。开关sw1的控制端子还与从控制电路23接收信号sw_ctrl的sw_ctrl端子连接，开关sw2的控制端子介由逆变器电路27与sw_ctrl端子连接。此处，开关sw1、sw2及逆变器电路27构成切换电路30，利用信号IS等在点A生成与输入电流成正比的电压信号A。

在以上结构的开关电源装置中，在控制IC12开始开关控制前，接收直流输入电压Vi的控制IC12的启动电路21向电容器C3供应启动电流。电容器C3充电后，向VCC端子及低侧驱动电路25供应其电压VCC。控制IC12开始开关控制后，由变压器T1所具备的辅助绕组向电容器C3供电。

控制IC12以基于变压器T1的二次绕组S1、S2侧的输出电路的输出电压Vo将输出电压Vo保持为规定值的方式，控制开关元件Q1及开关元件Q2交替导通/断开。

因此，并联稳压器SR1检测输出电压Vo，输出相当于与规定值的误差的电流，该误差电流通过光耦合器PC1反馈至控制IC12的FB端子。控制IC12根据FB端子的信号FB，由振荡电路22调整振荡频率，将控制电路23交替导通/断开开关元件Q1、Q2的信号供应至高侧驱动电路24及低侧驱动电路25。由此，控制开关元件Q1、Q2的导通/断开，改变对谐振电容器C5的充电放电期间，调整变压器T1的二次侧所感应的电量，将输出电压Vo控制为规定值。

此处，开关元件Q1导通时，从直流输入电压Vi供应的电流与谐振电容器C5及电容器Cs中流动的电流相等。另一方面，开关元件Q1断开时，从直流输入电压Vi供应的电流自然变为零。但是，此时在谐振电容器C5及电容器Cs中也流有谐振电流，因此在此期间不可将该谐振电流检测作为输入电流，必须检测正确的输入电流，即为零。

在负载检测电路26中，首先通过分流电路28检测出谐振电流。通过分流进行检测的方式无需在谐振电流主体流动的路线上插入电流检测用电阻，基本不会发生损失，因此可以高效地动作。通过分流电路28检测出的谐振电流由电阻Rs转换为电压信号IS，并输入至IS端子。该信号IS会输入至切换电路30。切换电路30还输入了接地电平的信号，开关元件Q1断开时，也能够获得与输入电流成正比的电压信号A。该切换电路30通过来自控制电路23的信号sw_ctrl，进行信号的切换控制。在本实施方式中，在控制电路23中，基于作为高侧基准电位的信号VS生成信号sw_ctrl。

信号VS如图4所示，具有与开关元件Q1的导通/断开周期相同的周期。另外，驱动开关元件Q1的信号HO仅在死区时间比信号VS上升迟，比信号VS下降早。控制电路23将该信号VS作为信号sw_ctrl供应给切换电路30。信号VS在其上升到下降的期间，变为高(H)电平，在下降到上升的期间，变为低(L)电平。

切换电路30在信号sw_ctrl从上升到下降的H电平期间，将开关sw1导通，此时通过逆变器电路27，信号sw_ctrl的逻辑反相，因此开关sw2断开。此外，信号sw_ctrl从下降到上升的L电平期间，将开关sw1控制为断开，并将开关sw2控制为导通。

由此，信号sw_ctrl为H电平期间，对点A施加信号IS，即与作为输入电流的高侧开关元件Q1中流动的电流I_Q1成正比的电压(第1电压信号)。另一方面，信号sw_ctrl为L电平时，开关sw1断开，开关sw2导通，因此会对切换电路30施加表示输入电流为零的接地电平信号(第2电压信号)。由此，点A切换为接地电平的电压信号A(第3电压信号)。通过信号sw_ctrl切换的点A的电压信号A(第3电压信号)被均衡电路29平均化，在CA端子生成与输入电流平均值成正比的电压信号VCA。

如上所述，负载检测电路26通过均衡电路29将第1信号和接地电平的第2信号进行平均化，该第1信号与高侧开关元件Q1导通时流动的电流I_Q1成正比，该接地电平的第2信号表示开关元件Q1断开时的输入电流为零。在利用均衡电路29进行的平均化处理中追加开关元件Q1断开时的接地电平，从而能够正确检测开关电源装置的输入电流平均值，即开关电源装置的负载状态。

如此，将检测出的输入电流平均值作为表示负载状态的信号，从CA端子供应至控制电路23。控制电路23接收电压信号VCA，例如认定为极小的负载状态时，用于例如切换为突发脉冲控制等的判断等。

另外，如图5所示，开关电源装置进行突发脉冲动作时，点A在突发脉冲动作期间，强制变为接地电平。因此，负载检测电路26在检测开关电源装置的输入电流平均值时还考虑到突发脉冲动作期间的接地电平，因此该开关电源装置可应对突发脉冲控制等。

<第2实施方式>

图6是表示第2实施方式所述开关电源装置的电路图，图7是表示第2实施方式所述开关电源装置中谐振电流的分流电路的电路图。另外，在图6及图7中，关于与图1所示结构要素相同或者均等的结构要素，标注相同的标号，省略详细说明。

第2实施方式所述的开关电源装置与第1实施方式所述的开关电源装置相比，谐振电容器C5配置在正极输入端子10p和变压器T1的一次绕组P1的另一端之间。因此，该开关电源装置将与低侧开关元件Q2导通时流动的电流I_Q2(参照图4)成正比的信号作为第1信号。此外，用于负载检测的分流电路(电容器Cs及电阻Rs的串联电路)配置在变压器T1的一次绕组P1的另一端与地面之间，即与开关元件Q2导通时的一次绕组P1并联配置，将谐振电容器C5中流动的谐振电流分流。

在该第2实施方式所述的开关电源装置中，除了信号VS和信号sw_ctrl的关系外，控制IC12及其中的负载检测电路26使用与第1实施方式所述开关电源装置相同的部品。即，如图4所示，第1实施方式所述的开关电源装置的信号sw_ctrl与信号VS相同，相比而言，从第2实施方式所述开关电源装置的控制电路23输入至负载检测电路26的信号sw_ctrl由使信号VS反相后的信号构成。

根据该第2实施方式所述的开关电源装置，负载检测电路26将与低侧开关元件Q2导通时流动的电流I_Q2成正比的电流作为第1信号输入。即，在图7中，低侧开关元件Q2导通时谐振电容器C5中流动的电流Ic5被分流为在变压器T1的一次绕组P1中流动的电流Ip1和在分流电路28中流动的电流Is。被分流到分流电路28的电流Is通过电阻Rs转换为电压信号IS，作为第1信号输入至IS端子。另一方面，低侧开关元件Q2断开时，负载检测电路26接收接地电平的第2信号，该接地电平的第2信号表示开关元件Q1导通时的输入电流为零，并通过均衡电路29将之前的第1信号和此第2信号进行平均化。并非是仅在开关元件Q2导通时的部分谐振电流的平均化，因此能够高精度地检测开关电源装置的输入电流的平均值，即开关电源装置的负载状态。

<第3实施方式>

图8是表示第3实施方式所述开关电源装置的电路图，图9是表示控制IC结构例的图。另外，在图8中，关于与图1所示结构要素相同或者均等的结构要素，标注相同的标号，省略详细说明。同样，在图9中，关于与图2所示结构要素相同或者均等的结构要素，标注相同的标号，省略详细说明。

第1及第2实施方式所述开关电源装置基于VS信号设定被平均化的谐振电流的第1信号和接地电平的第2信号的切换时刻。对此，第3实施方式所述开关电源装置基于变压器T1的辅助绕组VW所生成的信号VW设定第1信号和第2信号的切换时刻。该辅助绕组VW使用在开关电源装置启动后向控制IC12供应电源的绕组，辅助绕组VW的一侧端子与控制IC12的VW端子连接，辅助绕组VW的另一侧端子接地。

如图9所示，在控制IC12中，VW端子与控制电路23连接，通过对来自VW端子的信号进行波形整形，控制电路23能够获得与VS信号相同的信号，基于该信号，生成信号sw_ctrl。信号sw_ctrl在负载检测电路26的切换电路30中交替切换开关sw1、sw2。由此，切换为表示通过分流电路28检测出的谐振电流的电压信号或接地电平信号，这些信号由均衡电路29交替进行平均化，从而能够检测出整体高精度的负载状态。

<第4实施方式>

图10是表示第4实施方式所述开关电源装置的电路图，图11是表示控制IC的IS端子和CA端子的电压关系的图。另外，在图10中，关于与图1及图3所示结构要素相同或者均等的结构要素，标注相同的标号，省略详细说明。

该第4实施方式所述的开关电源装置是用半导体开关(传输门)构成切换电路30的开关sw1、sw2，该切换电路30包含在第1实施方式所述开关电源装置的负载检测电路26中。即，切换电路30的开关sw1是将互补型晶体管Tp1、Tn1并联连接而构成，开关sw2是将互补型晶体管Tp2、Tn2并联连接而构成。信号sw_ctrl施加于开关sw1的晶体管Tn1的栅极端子及开关sw2的晶体管Tp2的栅极端子。另一方面，对开关sw1的晶体管Tp1的栅极端子及开关sw2的晶体管Tn2的栅极端子施加通过逆变器电路27对信号sw_ctrl进行了逻辑反相后的信号。

接收第1信号的开关sw1的端子及接收第2信号的开关sw2的端子介由电平位移电路31分别与控制IC12的IS端子及GND端子连接。该电平位移电路31具有串联连接的电阻Rs1、Rs2，电阻Rs1的一端与电源VDD端子连接，电阻Rs2的另一端与IS端子连接，电阻Rs1、Rs2的公共连接点与切换电路30的开关sw1连接。此外，电平位移电路31具有串联连接的电阻R11、R12，电阻R11的一端与电源VDD端子连接，电阻R12的另一端与GND端子连接，电阻R11、R12的公共连接点与切换电路30的开关sw2连接。

电平位移电路31具有将表示分流后的电流Is的信号IS(第1信号)及接地电平的第2信号分别向正侧进行电平位移的功能。即，谐振电抗器及谐振电容器C5构成的谐振电路进行谐振，从而对控制IC12的IS端子施加的信号IS以接地电平为基准，振幅在正负方向振荡。电平位移电路31将IS端子及GND端子的电位相应于负方向的振荡向正侧进行电平位移。由此，当IS端子及GND端子的端子间电压设定为±Vis/2时，输入至切换电路30的开关sw1、sw2的信号IS(第1信号)的振幅从±Vis/2变动为+Vis。即，不对开关sw1、sw2施加负电位。此处，接收L电平(0V)的信号sw_ctrl，例如开关sw1断开时，晶体管Tn1、Tp1都应当断开。但是，对开关sw1施加了负电位时，晶体管Tn1中L电平的栅极电位相对于施加电位要高，因此会导通。在开关sw2中也会发生同样的现象。如此，在该第4实施方式中，通过电平位移电路31避免了由半导体开关构成开关sw1、sw2所导致的不良情况。此外，电平位移电路31还具有防止由于向半导体输入负电压而导致的闩锁效应的功能。

切换电路30的开关sw1、sw2的公共连接点与电阻Rf1的一端连接，电阻Rf1的另一端与电容器Cf1的一端及放大器(运算放大器)Amp1的非反相输入连接。电容器Cf1的另一端与地面(GND端子)连接。此处，电阻Rf1及电容器Cf1形成于控制IC12中，因此构成时间常数小的滤波器，具有减小切换电路30的开关sw1、sw2所产生的噪声的功能，而不是将切换电路30的输出电压进行平均化。放大器Amp1的反相输入与输出连接，构成电压跟随器。另一方面，切换电路30的开关sw2和电平位移电路31的公共连接点与放大器(运算放大器)Amp2的非反相输入连接。该放大器Amp2的反相输入与输出连接，构成电压跟随器。

放大器Amp1的输出与电阻Ra11的一端连接，电阻Ra11的另一端与电阻Ra12的一端及放大器(运算放大器)Amp3的非反相输入连接。电阻Ra12的另一端与地面连接。此外，放大器Amp2的输出与电阻Ra21的一端连接，电阻Ra21的另一端与放大器Amp3的反相输入连接。放大器Amp3的反相输入介由电阻Ra22，与放大器Amp3的输出连接。由此，放大器Amp3构成差动放大电路，该差动放大电路将放大器Amp1的输出电压和放大器Amp2的输出电压的电位差放大。此处，设定放大器Amp1的输出电压为VA，放大器Amp2的输出电压为VB，Ra11＝Ra21、Ra12＝Ra22，则该差动放大电路的输出电压VC为VC＝(VA-VB)·K。其中，K是放大率，K＝Ra12/Ra11＝Ra22/Ra21。

放大器Amp3的输出与放大器(运算放大器)Amp4的非反相输入连接。该放大器Amp4的反相输入与输出连接，构成电压跟随器。放大器Amp4的输出介由电阻Rf2与控制IC12的CA端子连接。该CA端子与电容器Cca的一端连接，电容器Cca的另一端接地，该电容器Cca将信号IS的第1信号及接地电平的第2信号合成后的信号进行平均化。与该控制IC12外接的电容器Cca还与电阻Rca并联连接。

如上所述，信号IS的第1信号及接地电平的第2信号分别通过电平位移电路31进行了电平位移。这些第1信号及第2信号在被电平位移了的状态下通过切换电路30后，在差动放大电路中取消电平位移，通过电阻Rf2及电容器Cca进行平均化。差动放大电路还能够将放大器Amp1、Amp2的输出电压的电位差(VA-VB)放大，因此能够基于电平小的信号IS来放大信号，从而简单地检测出负载状态。

接下来，参照图11，关于控制IC12的IS端子和CA端子的电压关系，进行说明。在该图11所示的图表中，横轴表示IS端子的电压信号Vis，纵轴表示CA端子的电压信号VCA。此处，未外接电阻Rca时，IS端子的电压信号Vis和CA端子的电压信号VCA的关系由K所示的直线表示。即，该直线是根据控制IC12的内部常数(差动放大电路的放大率K)和外接电容器Cca的电容值决定的负载检测电路26的增益特性。对此，当电容器Cca和电阻Rca并联连接时，如Kca直线所示，变为倾斜度发生变化的增益特性。即，负载检测电路26的增益特性能够通过外接电阻Rca及变更电容器Cca的值，进行任意变更。

另外，在本实施方式中，将表示如上检测出的负载状态的电压信号VCA用于过载检测电路中。即，电阻Rf2和CA端子的连接点与过载保护用比较器OLP的非反相输入连接，并对过载保护用比较器OLP的反相输入施加基准电压Vth_olp。由此，当与输入电流的平均值成正比的电压信号VCA超过基准电压Vth_olp时，过载保护用比较器OLP输出H电平的信号，控制IC12将开关元件Q1、Q2强制断开。

<第5实施方式>

图12是表示第5实施方式所述开关电源装置的电路图。另外，在图12中，关于与图1所示结构要素相同或者均等的结构要素，标注相同的标号，省略详细说明。

第5实施方式所述开关电源装置与第1实施方式所述开关电源装置相比，谐振电抗器及谐振电容器C5构成的谐振电路与高侧开关元件Q1并联连接。将谐振电流分流的分流电路28与谐振电容器C5并联连接。从分流电路28的电阻Rs和电容器Cs的公共连接点获取表示与谐振电流成正比的电流的信号，并输入至控制IC12的IS端子。

从分流电路28获取的信号是以直流输入电压Vi的电位为基准的电阻Rs的端子电压。因此，以直流输入电压Vi的电位为基准的信号优选在控制IC12的内部转换为以接地为基准的信号，再将转换后的信号输入负载检测电路26即可。

以上，关于本发明的优选实施方式进行了说明，但是本发明不限定于以上特定的实施方式。例如，在以上实施方式中，通过模拟电路实现了控制IC12的内部，但是也能够将控制IC12的内部数字化，在所谓的数字电源装置中应用分流电路28、切换电路30及均衡电路29的思路。

上述内容仅表示本发明的原理。并且，本领域技术人员可以进行多种变形及变更，本发明如上所示，不限定于已说明的正确结构及应用例，相应的所有变形例及同等物都视作随附的权利要求书及其同等物构成的本发明的范围。

【标号说明】

10p、10n 输入端子

11p、11n 输出端子

12 控制IC

21 启动电路

22 振荡电路

23 控制电路

24 高侧驱动电路

25 低侧驱动电路

26 负载检测电路

27 逆变器电路

28 分流电路

29 均衡电路

30 切换电路

31 电平位移电路

Amp1～Amp4 放大器

C5 谐振电容器

Cs、Cca、Cf1 电容器

OLP 过载保护用比较器

P1 一次绕组

Q1、Q2 开关元件

R11、R12、Ra11、Ra12、Ra21、Ra22、Rc a、Rf、Rf1、Rf2、R s、Rs 1、Rs2 电阻

S1、S2 二次绕组

sw1、sw2 开关

T1 变压器

Tn1、Tn2、Tp1、Tp2 晶体管

VW 辅助绕组