电力转换装置和电力转换装置的控制方法与流程

本发明涉及电力转换装置和电力转换装置的控制方法。

背景技术：

作为感应电动机的再生运转时的控制方法，如专利文献1所示，记载有如下技术：在再生运转时，通过以q轴二次磁通成为负值的方式校正频率或者电压，防止磁通变化所致的扭矩减少，抑制扭矩不足。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：特开平8-317698号公报

技术实现要素：

发明要解决的技术问题

专利文献1的方法在再生运转时，因为使q轴二次磁通成为负值，确保鲁棒性。但是，因为偏离矢量控制的理想状态(q轴二次磁通＝0)，所以在低速域的再生运转时，对速度指令值的控制特性发生劣化。

本发明的目的在于提供一种在低速域的再生运转时也能够实现高精度的速度控制特性的电力转换器。

解决技术问题的技术方案

为了解决上述技术问题，本发明的特征如下。

一种电力转换装置，包括输出感应电动机(1)的速度推测值ωr^的速度推测运算部(5)、输出作为速度推测值ωr^和感应电动机的转差频率值ωs^*的相加值的输出频率值ω1^*的输出频率运算部(7)、在输出频率值ω1^*为一定值以下的情况下，控制感应电动机(1)的速度指令值ωr^*或者速度推测值ωr^，使得输出频率值ω1^*成为一定值以上的速度指令修正运算部(9)。

发明效果

根据本发明，在低速域的再生运转时，能够提供稳定的高精度的速度控制特性。上述以外的技术问题、结构和效果通过以下的实施方式的说明显而易见。

附图说明

图1是本发明的一个实施例的电力转换装置的结构图。

图2是使用现有技术的情况下的负荷运转特性。

图3是本发明的一个实施例的速度指令修正运算部的时序图。

图4表示本发明的一个实施例的负荷运转特性。

图5是本发明的一个实施例的电力转换器的结构图。

图6是本发明的一个实施例的电力转换器的结构图。

图7是本发明的一个实施例的电力转换器的结构图。

图8是本发明的一个实施例的感应电动机驱动系统中应用的结构图。

图9是本发明的一个实施例的电力转换器的结构图。

具体实施方式

以下，利用附图等，对本发明的实施方式进行说明。以下的说明示出本发明的内容的具体例，本发明不限于这些说明，在本说明书中公开的技术思想的范围内，本领域技术人员可以进行各种变更和修正。而且，用于对本发明进行说明的所有附图中，具有相同的功能标注相同的附图标记，有时省略其重复说明。

实施例1

图1表示实施例的电力转换装置的结构图。

感应电动机1由磁通轴(d轴)分量的电流产生的磁通和与磁通轴正交的扭矩轴(q轴)分量的电流产生扭矩。

电力转换器2输出与3相交流的输出电压指令值vu^*、vv^*、vw^*成比例的电压值，使感应电动机1的输出电压值和旋转频率值可变。

直流电源2a对电力转换器2供给直流电压。

电流检测器3输出感应电动机1的3相的交流电流iu、iv、iw的检测值iuc、ivc、iwc。电流检测器3可以检测感应电动机1的3相中的2相、例如、u相和w相的线电流，v相的线电流根据交流条件(iu+iv+iw＝0)按照iv＝－(iu+iw)求取。

坐标变换部4(电流矢量分量检测部)根据3相的交流电流iu、iv、iw的检测值iuc、ivc、iwc和相位推测值θdc输出d轴(磁通分量)和q轴(扭矩分量)的电流检测值idc、iqc。

速度推测运算部5基于d轴的电流指令值id^*和q轴的电压指令值vqc^**和q轴的电流检测值iqc和输出频率值ω1^*和感应电动机1的电常数(r1、r2′、m、l2、φ2d^*)，输出感应电动机1的速度推测值ωr^。

转差频率运算部6基于d轴和q轴的电流指令值id^*、iq^*和感应电动机1的二次电常数t2，输出感应电动机1的转差频率值ωs^*。

在定扭矩区域中，一般来说，d轴的电流指令值id^*被控制为一定，磁通φ也一定，所以转差频率运算部6基于q轴的电流指令值iq^*，运算而输出感应电动机1的转差频率值ωs^*。而且，在定输出区域，d轴的电流指令值id^*以相对于转速可变的方式被控制，磁通φ也可变，所以转差频率运算部6基于d轴和q轴的电流指令值id^*和iq^*运算而输出感应电动机1的转差频率值ωs^*。

加法部7(输出频率运算部)输出作为速度推测值ωr^和转差频率指令值ωs^*的相加值的输出频率值ω1^*。

相位推测运算部8对输出频率值ω1^*进行积分运算而输出相位推测值θdc。

速度指令修正运算部9基于作为输出频率值ω1^*和速度指令值ωr^*的速度指令修正开始电平10的输出速度指令的修正值δωr^*。

减法部11输出作为从上级收到的速度指令值ωr^*和速度指令的修正值δωr^*的差值的新的速度指令值ωr^**。

d轴电流指令设定部12输出作为“正极性”的d轴的电流指令值id^*。

速度控制运算部13根据新的速度指令值ωr^**和速度推测值ωr^的偏差(ωr^**－ωr^)输出q轴的电流指令值iq^*。

矢量控制运算部14基于感应电动机1的电常数(r1、lσ、m、l2)和电流指令值id^*、iq^*和输出频率值ω1^*，输出d轴和q轴的电压指令值vdc^*、vqc^*。

d轴电流控制运算部15(电流控制运算部)按照d轴的电流指令值id^*控制d轴的电流矢量分量值，根据d轴的电流指令值id^*和电流检测值idc的偏差(id^*－idc)输出d轴的电压校正值δvd^*。

q轴电流控制运算部16(电流控制运算部)按照q轴的电流指令值iq^*，控制q轴的电流矢量分量值，根据q轴的电流指令值iq^*和电流检测值iqc的偏差(iq^*－iqc)输出q轴的电压校正值δvq^*。

加法部17输出作为d轴的电压指令值vdc^*和d轴的电压校正值δvd^*的相加值的vdc^**。

加法部18输出作为q轴的电压指令值vqc^*和q轴的电压校正值δvq^*的相加值的vqc^**。

坐标变换部19根据电压指令值vdc^**、vqc^**和相位推测值θdc输出3相交流的电压指令值vu^*、vv^*、vw^*。

首先，对不使用作为本实施例的特征的“速度指令修正运算部9”的情况下的无速度传感器控制方式的基本动作进行说明。

在d轴电流指令设定部12中，输出产生感应电动机1的d轴二次磁通φ2d所需的电流指令值id^*。而且，在速度控制运算部13中，以速度指令值ωr^*与速度推测值ωr^一致的方式，根据如(式1)所示的运算，运算q轴的电流指令值iq^*。在(式1)中，kpasr：速度控制的比例增益、kiasr：速度控制的积分增益。

[式1]

在矢量控制运算部14中，利用d轴和q轴的电流指令值id^*、iq^*和感应电动机1的电常数(r1、lσ、m、l2)和d轴二次磁通指令值φ2d^*和输出频率值ω1^*，运算(式2)所示的电压指令值vdc^*、vqc^*。在(式2)中、tacr：电流控制延迟时间常数、r1：一次电阻值、lσ：漏感值、m：互感值、l2：二次电感值。

[式2]

d轴的电流指令值id^*和电流检测值idc被输入d轴的电流控制运算部15，q轴的电流指令值iq^*和电流检测值iqc被输入q轴的电流控制运算部16。

此处，按照(式3)，以各分量的电流检测值idc、iqc跟踪电流指令值id^*、iq^*的方式，进行(比例+积分)运算，输出d轴和q轴的电压校正值δvd^*、δvq^*。在(式3)中，kpdacr：d轴的电流控制的比例增益、kidacr：d轴的电流控制的积分增益、kpqacr：q轴的电流控制的比例增益、kiqacr：q轴的电流控制的积分增益。

[式3]

进而，在加法部17、18中，运算(式4)所示的电压指令值vdc^**、vqc^**，控制电力转换器2的输出。

[式4]

而且，在速度推测运算部5中，通过(式5)推测感应电动机1的速度。该速度推测运算中，由外扰观测器推测q轴的感应电压值，并除以磁通系数，由此提取ωr^。在(式5)中，r2′：二次电阻值的一次侧换算值、tobs：外扰观测器中设定的速度推测延迟时间常数。

[式5]

而且、在转差频率运算部6中，按照(式6)运算感应电动机1的转差频率指令值ωs^*。在(数6)中，t2：二次时间常数值。

[式6]

进而，在加法部7中，利用速度推测值ωr^和转差频率指令值ωs^*运算(式7)所示的输出频率值ω1^*。

[式7]

ω1^*＝ωr^ωs^*…(式7)

在相位推测运算部8中，按照(式8)推测感应电动机1的磁通轴位置θdc。

[式8]

以该推测位置θdc为控制基准，执行无传感器控制运算。以上为基本动作。

接下来，对使用作为本实施例的特征的“速度指令修正运算部9”的情况下的控制特性进行说明。

图2示出利用专利文献1的情况下的负荷运转特性。在使感应电动机1在额定速度的5％下进行速度控制的状态下，施加斜波状的再生扭矩τl直至-200％。可以知道，感应电动机1内部的q轴二次磁通φ2q以“负”的值产生，d轴二次磁通φ2d以“正”的值増加，但输出频率值ω1^*最终成为零，在图中所示的a点以后，输出频率值ω1^*在正方向发散。即，在低速域的再生运转中，存在速度控制特性发生劣化的问题。

如果使用作为本实施例的特征的“速度指令修正运算部9”，就能够改善该速度控制特性。以下对这一点进行说明。

图3示出实施例的速度指令修正运算方法的时序图。

在判定处理91中，将输出频率值ω1^*与一定值进行比较。ω1^*小于的情况下，在运算处理93中，将该偏差乘以增益gain，根据(式9)运算δωr^*(i)。

[式9]

另一方面，在ω1^*大于的情况下，在运算处理92中，令δωr^*(i)＝0。

在运算处理94中，利用δωr^*(i)和作为上一次的运算值的运算值δωr^*(i-1)，根据(式10)运算δωr^*(ii)。

[式10]

δωr^*(ii)＝δωr^*(i)+δωr^*(i-1)…(式10)

在下一个运算处理95中，利用正侧值为“0”、负侧值为“负的一定值”，根据(式11)限制δωr^*(ii)。：例如设定为最大扭矩时产生的转差频率值程度即可。

[式11]

ωr^*_min≤δωr^*(ii)≤0…(式11)

将该运算值δωr^*(ii)作为速度指令值的修正量δωr^*输出。

而且，图4示出实施例的负荷运转特性(设定图2中使用的负荷条件)。

比较图2和图4中公开的负荷特性可以知道，在使用作为本实施例的特征的“速度指令修正运算部9”的控制的情况下，无论是感应电动机的产生扭矩、频率、二次磁通中哪一者，稳定性均显著，其效果很明确。

本实施例中，以输出频率值ω1^*与速度指令值的修正电平一致的方式运算δωr^*，所以可以知道，ω1^*恒定地与一致。

对于修正前的速度指令值ωr^*5％，新的速度指令值ωr^**为速度推测值ωr^以跟踪新的速度指令值ωr^**的方式进行速度控制运转。与作为现有特性的图2相比，能够实现更高精度的速度控制。此处，设为速度程度，但该值与感应电动机1的一次电阻值的设定误差δr1和进行构成电力转换器的开关元件的死区时间补偿时的误差电压值相关。

如果这些设定值和实际值一致，那么速度程度就足够，预先考虑该设定误差，例如将设定为(1～2％、或者2％以下)速度程度时，能够实现更稳定的运转。上述的值只是一例，而不限于该数值。

如上所述，在输出频率值为一定值以下的情况下，以输出频率值与一定值一致的方式，控制感应电动机的速度指令值，由此能够提高感应电动机的产生扭矩、频率、二次磁通的稳定性。此处，在输出频率值为一定值以下的情况下，也可以控制感应电动机的速度指令值，使得输出频率值成为一定值以上。通过控制使得输出频率值与一定值一致，在扭矩变化的情况下，也能够降低超过要保持一定的转速的可能性。

此处，作为构成电力转换器的开关元件，既可以是si(硅)半导体元件，也可以是sic(碳化硅)或gan(氮化镓)等宽带隙半导体元件。

实施例2

图5是实施例的电力转换器的结构图。在第1实施例中，根据“速度指令修正运算部9”的输出值对速度指令值ωr^*进行修正，但在本实施例中，采用对速度推测值ωr^进行修正的方式。在图5中，1～10、12～19、2a与图1的相同。

加法部11′输出作为运算出的速度推测值ωr^和速度指令修正值δωr^*的相加值的新的速度推测值ωr^^。速度控制运算部13中，以速度指令值ωr^*与速度推测值ωr^^一致的方式运算q轴的电流指令值iq^*。

即，替代速度指令值，通过对速度推测值进行修正，也能够实现与第1实施例同样的高精度的速度控制，能够得到同样的效果。

实施例3

图6是实施例的电力转换器的结构图。在第1实施例中，在动力/再生运转时根据“速度指令修正运算部9”的输出值对速度指令值ωr^*进行修正，但在本实施例中，采用仅在再生运转时对速度指令值ωr^*进行修正的方式。图6中，1～19、2a与图1的相同。

q轴的电流指令值iq^*和速度推测值ωr^被输入再生判断运算部20，当iq^*和ωr^为相同符号时，判断为动力运转，输出“0”，当iq^*和ωr^为不同符号，判断为再生运转，输出“1”。

而且，也可以采用将q轴的电流检测值iqc和速度推测值ωr^输入到再生判断运算部20，当iqc和ωr^为相同符号时，判断为动力运转，输出“0”，当iqc和ωr^为不同符号时，判断为再生运转，输出“1”的方法。

作为速度指令的修正值δωr^*和再生判断运算部20的输出信号的“0”或者“1”被输入到乘法部21。即，在动力运转时不进行速度指令值ωr^*的修正，仅在再生运转时进行速度指令值ωr^*的修正。

通过仅在再生运转时对速度指令值进行修正，也能够实现高精度的速度控制。

实施例4

图7是实施例的电力转换器的结构图。第1实施例中，在“速度指令修正运算部9”中，基于输出频率值ω1^*和速度指令值ωr^*的修正开始电平输出速度指令修正值δωr^*，但在本实施例中，设定两个速度指令值ωr^*的修正开始电平例如，给设定额定速度的1％值，给设定2％值。图7中，1～8、11～19、2a与图1的相同。

10′为速度指令值ωr^*的修正开始电平，设定两个

速度指令修正运算部9′中，首先，将速度指令值ωr^*的修正开始电平设定为第一个进行实际运转，结果，在陷入到扭矩不足状态或过电流闸跳的情况下，在下一个运算时刻，自动将速度指令值ωr^*的修正开始电平变更为第二个

通过这样构成，能够设定最优的速度指令值ωr^*的修正开始电平。而且，本实施例中设定了两个，但也可以准备数个。这样做，通过将速度指令值ωr^*的修正开始电平设定数个，无论是在何种负荷扭矩状态(扭矩的大小和斜率)下都能够实现稳定且高精度的速度控制。

实施例5

图8是实施例的电力转换器的结构图。本实施例应用于感应电动机驱动系统。图8中，结构要素的1～19、2a与图1的相同。

作为图1的结构要素的感应电动机1被电力转换装置22驱动。电力转换装置22上作为软件、硬件安装有图1的1～19、2a。

也可以构成为能够由电力转换装置22的数字运算器22b或个人计算机23、平板24等上级装置设定速度指令修正开始电平的值。

将本实施例应用于感应电动机驱动系统时，能够实现高精度的速度控制特性。而且本实施例中，利用第1实施例进行了公开，但也可以是第2到第4实施例。

实施例6

图9是实施例的电力转换器的结构图。本实施例应用于对电力转换器施加速度指令值的上级控制装置中。图9中，结构要素的1～8、12～19、2a与图1的相同。

速度指令值ωr^**′为上级控制器侧运算出的新的速度指令值。也可以将电力转换装置内部运算出的输出频率值ω1^*返回给上级控制器，在上级控制器侧，进行速度指令值修正运算，将新的速度指令值ωr^**′施加于电力转换装置。该情况下的上级装置为plc(programmablelogiccontroller：可编程逻辑控制器)、电力转换装置内部的程序运转功能等。

在本实施例的各种结构中，能够与第1实施例同样实现高精度的速度控制。

至此的实施例1～实施例6中，根据电流指令值id^*、iq^*和电流检测值idc、iqc，生成电压校正值δvd^*、δvq^*，进行了将该电压校正值和矢量控制的电压指令值相加的(式2)所示的运算，但也能够应用于以下的控制方式。

(1)根据电流指令值id^*、iq^*和电流检测值idc、iqc，生成用于矢量控制运算的(式12)所示的中间的电流指令值id^**、iq^**，利用该电流指令值、输出频率值ω1^*和感应电动机1的电常数，按照(式13)，运算电压指令值vdc^***、vqc^***的矢量控制方式。(式12)中，kpdacr1：电流控制的比例增益、kidacr1：电流控制的积分增益、kpqacr1：电流控制的比例增益、kiqacr1：电流控制的积分增益。

[式12]

[式13]

(2)利用d轴的电流指令id^*和q轴的电流检测值iqc的一次延迟信号iqctd和速度指令值ωr^*和感应电动机1的电常数，运算(式14)所示的输出频率指令值ω1^**和(式15)所示的电压指令值vdc^****、vqc^****的控制方式。

[式14]

[式15]

而且，在至此的实施例1～实施例6中，在速度推测运算部5中，按照(式5)运算了速度推测值，但在q轴电流控制下，也可以采用将电流控制和速度推测并用的方式。如(式16)所示，运算速度推测值ωr^^^。(式16)中，kpqacr2：电流控制的比例增益、kiqacr2：电流控制的积分增益。

[式16]

附图标记说明

1…感应电动机

2…电力转换器

2a…直流电源

3…电流检测器

4…坐标变换部

5…速度推测运算部

6…转差频率运算部

7…加法部

8…相位推测运算部

9、9′…速度指令修正运算部

10、10′…速度指令修正开始电平

11、11′…减法部

12…d轴电流指令设定部

13…速度控制运算部

14…矢量控制运算部

15…d轴电流控制运算部

16…q轴电流控制运算部

17…加法部

18…加法部

19…坐标变换部

20…再生推测运算部

21…乘法部

22…电力转换装置

22a…电力转换装置的内部组成

23…个人计算机

24…平板

id^*…d轴电流指令值

iq^*…q轴电流指令值

ωr…感应电动机1的速度

ωr^、ωr^^^…速度推测值

ωr^^…新的速度推测值

ωs…感应电动机1的转差

ωs^*…转差频率指令值

ω1^*…感应电动机1的输出频率值

θdc…相位推测值

ωr^*…速度指令值

ωr^**…新的速度指令值

δωr^*…速度指令值的修正量

vdc^*…d轴的电压指令的基准值

vqc^*…q轴的电压指令的基准值

vdc^**、vdc^***、vdc^****…d轴的电压指令值

vqc^**、vqc^***、vqc^****…q轴的电压指令值。