用于消除谐波分量并在交流‑直流变换器和直流‑交流变换器中获得单位功率因数的方法和装置与流程

本专利申请包括基于两种互补的技术(即，通过脉宽调制的特定谐波消除(shepwm)结合多绕组变压器)消除谐波的方法和装备。这两种资源的关联能够将电流的谐波畸变减小到极低的值，从而提供真正的单位功率因数。该技术适于低压和中压的交流-直流变换器和直流-交流变换器，该变换器有到电网的接口，并且由于其所涉及的高功率值并且还由于电网的脆弱性(在耦合点的低短路功率)，该变换器必须具有低的电流谐波畸变。
背景技术：
：在工业和电气系统应用中，三相功率变换器的使用已经变得普遍，但是，要由该装备变换的功率量越大，与能量的质量相关的问题越大。这些变换器(非线性负载)需要来自电网(正弦电压源)的非正弦电流。该电流又导致系统的阻抗的非正弦电压的下降，从而在负载本身的端子和共享同一电气系统的其它端子处引起电压畸变。该电流和畸变的电压可以由基波正弦波(其频率与网络的频率相同)和具有基波的倍频的各种其它正弦波(谐波)之和组成(j.arrilaga和n.r.watson，powersystemsharmonics，第2版，chichester，england：johnwiley&sons，2003)。这些谐波在电气系统中的存在可能造成与所安装的电容器(例如，用于校正相移功率因数)的串联谐振或并联谐振，从而导致过电流和对这些电容器的损坏；导致变压器和电机的铜损和铁损增加，从而使电机的发热更大，有可能造成装备故障；导致电机上的转矩脉动，从而阻止对负载的正确控制并对装备造成更大的机械应力；导致由于电流的rms值更高和高频的存在所引起的电导体的更大损耗(趋肤效应和邻近效应随频率变化而变化)，从而导致需要尺寸过大的导体；导致电子设备和电信设备的功能差。在规则ieeestd519(ieeerecommendedpracticesandrequirementsforharmoniccontrolinpowersystems，ieeestandard519，1992)中制定了在电气系统中将谐波保持在可接受的水平的推荐的限制和做法。规则ieeestd1547在分布式发电源互连到电气系统的情况下制定了更严格的限制。规则iec61000-4-7又制定了能量供应系统中的谐波测量技术(ieeestandardforinterconnectingdistributedresourceswithelectricpowersystems，ieeestandard1547，2003)(electromagneticcompatibility(emc)-part4-7：testingandmeasurementtechniques-generalguideonharmonicsandinterharmonicsmeasurementsandinstrumentation，forpowersupplysystemsandequipmentconnectedthereto，iecstandard61000-4-7，2009)。除了分析每个谐波分量的幅度(通常相对于基波)，还使用两个其它指标来定性和定量地指示系统中的电流和电压的畸变程度。它们是用于电压和电流的总谐波畸变(thd)的指标以及为了区分考虑测量期间的负载条件的用于电流的总需量畸变(tdd)的指标(j.arrilaga和n.r.watson，powersystemsharmonics，第2版，chichester，england：johnwiley&sons，2003)(ieeerecommendedpracticesandrequirementsforharmoniccontrolinpowersystems，ieeestandard519，1992)。这两个指标在[1]和[2]中表示，其中它们在基波电流等于装备的额定电流的条件(将在下文中考虑的条件)下变为相同的值。其中n是所评估的谐波的次数，并且n是在指标的组分中要考虑的较大谐波的次数。虽然理论上n可以如所期望的大，但是规则ieeestd.519将其制定为50(ieeerecommendedpracticesandrequirementsforharmoniccontrolinpowersystems，ieeestandard519，1992)，这也满足制定了最小值40的iec61000-4-7和制定了在用于驱动高功率马达的变换器的情况下应当评估高达49次谐波的ieeestd.1566(electromagneticcompatibility(emc)-part4-7：testingandmeasurementtechniques-generalguideonharmonicsandinterharmonicsmeasurementsandinstrumentation，forpowersupplysystemsandequipmentconnectedthereto，iecstandard61000-4-7，2009)(ieeestandardforperformanceofadjustablespeedacdrivesrated375kwandlarger，ieeestandard1566，2005)。在存在这些谐波的情况下，装置或装备的功率因数不能仅是电压和基波电流之间的相角差的余弦值，而是在其计算中还结合了电压和电流的谐波，如以下在[3]中所示。这是所谓的真实功率因数(w.m.grady和r.j.gilleskie，“harmonicsandhowtheyrelatetopowerfactor”，proc.epripowerqualityissues&opportunitiesconf.，sandiego，ca，1993年11月发表)。因此，真正的单位功率因数依赖于两个因素：同相的电压和基波电流，以及不存在电压和电流的显著的谐波。第一个要求对于二极管的无源整流器是固有的，并且对于有源整流器可以通过对dq部分上的电流的适当控制容易地实现(n.mohan、t.m.undeland和w.p.robbins，powerelectronics：converters，applications，anddesign，第3版，hoboken，nj：johnwiley&sons，2003)(a.yazdani和r.ilavani，voltage-sourceconverters：modeling，controlandapplications，第1版，hoboken，nj：johnwiley&sons，2010)。另一方面，第二个要求(减少谐波)更复杂，并且随着变换器的拓扑、所采用的调制技术以及一些其它减少谐波的方法而变化(a.-s.a.luiz和b.j.c.filho，“sinusoidalvoltageandcurrentinhighpowerconverters”，ieeeindustrialelectronics第34届年会，orlando，2008年11月，第3315-3320页)。在三相系统中使用无源整流器使得h＝6k±1次谐波出现，其中k＝1，2，3...(j.arrilaga和n.r.watson，powersystemsharmonics，第2版，chichester，england：johnwiley&sons，2003)(n.mohan，t.m.undeland和w.p.robbins，powerelectronics：converters，applications，anddesign，第3版，hoboken，nj：johnwiley&sons，2003)。在这种情况下，可以通过使用多绕组变压器来使谐波次数减少，其中每个绕组馈送整流器，并且适当地选择绕组之间的相角差，使得在初级侧获得较大的谐波消除(b.singh等人，“multipulseac-dcconvertersforimprovingpowerquality：areview”，ieeetrans.powerelectron，第23卷，第01期，第260-281页，2008年1月)。以这种方式，次级绕组的数量(x)限定将消除多少谐波，并且初级侧中的特征谐波可以由h＝6＊k±1来概括。例如，单个三绕组(三角形-三角形-星形)的三相变压器在其绕组之间生成必要的相位差(30°)，以在初级侧上仅生成h＝12k±1次的谐波。虽然可以通过减少更多数量的谐波来使用具有更多绕组的变压器，如对于级联的多电平变换器所发生的，其中依赖于电压等级，可以使用多达15个绕组的变压器(p.w.hammond，“anewapproachtoenhancepowerqualityformediumvoltagedrives”，industryapplicationssociety42ndannualpetroleumandchemicalindustryconf.，denver，co，1995年，第231-235页)，但是这样大量的绕组在变压器的生产中带来巨大复杂性和高成本，其中绕组组合成非常规的相位差，该相位差应存在于绕组之间以抵消谐波的发生。对使用如此复杂的变压器的可替代方案是使用有源变换器，其中可以控制对功率半导体器件的触发(j.r.rodriguez等人，“pwmregenerativerectifiers：stateofart”，ieeetrans.ind.electron.，第52卷，第01期，第5-22页，2005年2月)。这些变换器本质上是再生式的，可以如同使用插入件的情形，将变换器制造为两电平、三电平或更多电平的逆变器。电平的数量越大，变换器所需要的电流的谐波畸变越小。在中压变换器中，由于市场上现有的开关(igbt和igct)的最大电压限制本身，使用至少三电平的拓扑已经是常见的(a.volke和m.hornkamp，igbtmodules：technologies，driverandapplication，第1版，munich，germany：infineon，2011)，(j.robriguez等人，“multilevelvoltage-source-convertertopologiesforindustrialmedium-voltagedrives”，ieeetrans.ind.electron.，第54卷，第06期，第2930-2945页，2007年12月)。最广为人知的三电平拓扑是三电平变换器npc(中性点钳位)和三电平变换器anpc(有源中性点钳位)或npp(中性点可控)的拓扑(a.nabae，i.takahashi、h.akagi，“anewneutral-point-clamedpwminverter”，ieeetrans.ind.appl.，第ia-17卷，第55期，第518-523页，1981年9月/10月)(t.brückener，s.bernet和h.güldner，“theactivenpcconverteranditsloss-balancingcontrol”，ieeetrans.ind.electron.，第52卷，第3期，第855-868页，2005年6月)，(v.guennegues等人，“aconvertertopologyforhighspeedmotordriveapplications”，europeanconf.powerelectronicsandapplications，barcelona，spain，2009年，第1-8页)。对于变换器馈送不需要再生的负载的情况，已经给出了仅具有整流能力的三电平变换器的用于低压和中压二者的可替代方案，对于相同质量的能量，使三电平生成拓扑保持最小并且使用数量减少的半导体器件(j.w.kolar和f.c.zach，“anovelthree-phaseutilityinterfaceminimizelinecurrentharmonicsofhigh-powertelecommunicationsrectifiermodules”，ieeetrans.ind.electron.，第44卷，第04期，第456-467页，1997年8月)(y.zaho，y.li，t.a.lipo，“forcecommutatedthreelevelboosttyperectifier”，industryapplicationssocietyannualmeeting，toronto，canada，1993年，第771-777页)(m.l.heldwein，s.a.mussa，i.barbi，“three-phasemultilevelpwmrectifiersbasedonconventionalbidirectionalconverter”，ieeetrans.powerelectron.，第25卷，第03期，第545-549页，2010年3月)。虽然有甚至超过三电平的各种拓扑，如利用飞跨电容的拓扑，但是由于部件数量增加，这些拓扑的复杂性大大增加，并且失去成本效益和可靠性(j.rodriguez等人，“multilevelvoltage-source-convertertopologiesforindustrialmedium-voltagedrives”，ieeetrans.ind.electron.，第54卷，第06期，第2930-2945页，2007年12月)。此外，甚至在低压处使用三电平变换器也不是非常可接受，因为相对于两电平的可替代方案，开关的数量至少翻了三倍。脉宽调制技术(pwm)也对有源变换器所需的电压和电流的谐波含量产生重要影响。虽然pwm技术已经普及，但是，基于载波和空间向量，对于高功率应用，由于变换器上的损耗而对开关频率的限制造成较低次的谐波出现(a.m.hava，r.j.kerkman，t.a.lipo，“singleanalysisandgraphicsmethodsforcarrier-basedpwm-vsidrives”，ieeetrans.powerelectron，第14卷，第01期，第49-61页，1999年1月)。可以通过应用lcl滤波器来降低这些较低次谐波的幅度(m.liserre，f.blaabjerg，s.hansen，“designandcontrolofalcl-filter-basedthree-phaseactiverectifier”，ieeetrans.ind.appl.，第41卷，第05期，第1281-1291页，2005年9月/10月)，但必要的无功元件具有合理的成本和尺寸，并且降低了组件的总效率(尤其当滤波器的无源阻尼为必需时)。即使对于低开关频率也可给出较高次谐波的可替代方案是特定谐波消除(she)技术(r.g.hoft，h.s.patel，“generalizedtechniquesofharmoniceliminationandvoltagecontrolinthyristorinverters：parti-harmonicelimination”，ieeetrans.ind.appl.，第1a-9卷，第03期，第310-317页，1973年5月/6月)，(r.g.hoft，h.s.patel，“generalizedtechniquesofharmoniceliminationandvoltagecontrolinthyristorinverters：partii-voltagecontroltechniques”，ieeetrans.ind.appl.，第1a-10卷，第05期，第666-673页，1974年9月/10月)。虽然这种技术较难实现并且提升其首个未消除的谐波(b.k.bose，modernpowerelectronicsandacdrives，第1版，uppersaddleriver，nj：prenticehall，2002)，但是可以通过具有较小的无功元件的滤波器并通过使用谐振臂来消除这些众所周知的较高次的谐波(a.-s.a.luiz，b.j.c.filho，“analysisofpassivefilterforhighpowerthree-levelrectifiers”，第34届ieeeindustrialelectronics年会，orlando，2008，第3207-3212页)，(a.-s.a.luiz，b.j.c.filho，“minimumreactivepowerfilterdesignforhighpowerconverters”，第13届powerelectronicsmotioncontrol会议，poznan，poland，2008，第1345-1352页)。根据j.lpontt等人，提出了一种拓扑，用于满足ieeestd.519的要求，该拓扑使用三电平变换器、shepwm调制(对于3脉冲和5脉冲)和三绕组变压器的组合(j.pontt，j.rodriguez和r.huerta，“mitigationofnone-finiteharmonicofshepwmthree-levelmultiphasethree-phaseactivefrontendconverterswithlowswitchingfrequencyformeetingstandardieee-519-92”，ieeetrans.powerelectron.，第19卷，第06期，第1594-1600页，2004年11月)，(ieeerecommendedpracticesandrequirementsforharmoniccontrolinpowersystems，ieeestandard519，1992)。该提议被证明为对于以低开关频率将谐波降低到所关注的水平并且不使用具有电容性元件的滤波器是有效的。但是，它仍然不能产生真正的单位功率因数，因为它仍然具有在适用于[1]和[3]的计算的范围内的谐波(ieeerecommendedpracticesandrequirementsforharmoniccontrolinpowersystems，ieeestandard519，1992)，(electromagneticcompatibility(emc)-part4-7：testingandmeasurementtechniques-generalguideonharmonicsandinterharmonicsmeasurementsandinstrumentation，forpowersupplysystemsandequipmentconnectedthereto，iecstandard61000-4-7，2009)，(ieeestandardforperformanceofadjustablespeedacdrivesrated375kwandlarger，ieeestandard1566，2005)。此外，因为该拓扑仅使用三电平变换器，所以由于其使用了过多数量的半导体元件，该拓扑对于低压应用仍然是高成本的。1998年11月10日标题为“harmoniceliminatingpwmconverter”的文献us5835364涉及一种使用变压器和pwm调制而非特定谐波消除技术的变换器。需要使用电容器组是使用该技术的不利特征。本发明中提出的装备是能够消除谐波并以单位功率因数运行的变换器。本文给出的功能特点通过使用两个互补策略的处理来实现，即，通过脉宽调制的特定谐波消除与多绕组变压器的使用相关联。附图说明图1-图1示出了所提出的变换器的通用拓扑及其基本元件：具有连接dd0y1或dd0y11(根据iec60076-1)的常规三绕组变压器(2)、(3)和(4)，其初级侧(2)连接到电网(1)，并且其次级侧(3)和(4)中的每一个连接到变换器(6)，变换器(6)通过9脉冲shepwm方法开关。变换器的直流输出可以保持于各自的总线(bar)(图1(b))以启用变换器在负载侧的并联连接并因而使较大电流可用，或者，变换器的直流输出可以串联连接(图1(a))以在直流总线上获得较高的电压值。图2-图2指示具有变换或逆变运行能力的常规两电平变换器。图3-图3指示具有四象限运行能力的npc三电平变换器拓扑的一相表示。图4-图4指示具有四象限运行能力的anpc三电平变换器的一相表示。图5-图5指示具有四象限运行能力的npp三电平变换器的一相表示。图6-图6指示vienna变换器拓扑的一相表示，其中功率流只可能为变换器到负载方向。图7-图7示出了有强制换向的三电平升高变换器的一相表示，其中功率流只可能为变换器到负载方向。图8-图8示出了npc拓扑中的三电平变换器拓扑的一相表示，其中功率流只可能为变换器到负载方向。图9-图9示出了基于npp拓扑的三电平变换器拓扑的一相表示，其中功率流只可能为变换器到负载方向。图10-图10示出了两种拓扑，其中多电平变换器(10)、(11)被用来以高达9kvrms的电压馈送马达或发电机(12)。直流总线可以串联连接，从而使得能够从变换器获得5个电压电平，因此有可能在机器侧以5电平来使用变换器(10)(图10(a))。可替代地，直流总线可以独立地以3电平馈送变换器(11)，该变换器馈送具有6个线圈的接入端子的机器(图10(b))。图11-图11示出了两电平变换器的仿真数据。仿真数据与一相相关，在图中表示a相。在第一个图中，在纵坐标轴上表示由变换器开关的以伏特为单位的电压，该电压由方波脉冲示证；在同一个图中表示与得自pwm调制的脉冲相关联的正弦基准；在横坐标轴上表示以秒为单位的时间。在第二个图中表示得自由变换器开关的电压的谐波谱；在纵坐标轴上表示相对于基波分量的电压的幅度被表示为百分比值的谐波的电压；在横坐标轴上表示谐波的次数。图12-图12示出了两电平变换器的仿真数据。仿真数据与一相相关，在图中表示a相。在第一个图中，在纵坐标轴上表示以安培为单位的变压器的次级绕组上的电流；在横坐标轴上表示以秒为单位的时间。在第二个图中表示与在变压器的次级绕组中循环的电流相关联的谐波谱。在纵坐标轴上表示相对于基波分量的电流的幅度被表示为百分比值的每个谐波的电流强度；在横坐标轴上表示谐波的次数。图13-图13示出了两电平变换器的仿真数据。仿真数据与一相相关，在图中表示a相。在第一个图中，在纵坐标轴上表示从次级绕组反映的以安培为单位的变压器的初级绕组上的电流(初级侧和次级侧为三角形连接)；在横坐标轴上表示以秒为单位的时间。在第二个图中，在纵坐标轴上表示从次级绕组反映的以安培为单位的变换器的初级绕组中的电流(初级侧为三角形连接，并且次级侧为星形连接)；在横坐标轴上表示以秒为单位的时间。在第三个图中，在纵坐标轴上表示从两个次级绕组反映的以安培为单位的变换器的初级绕组中的总电流；在横坐标轴上表示以秒为单位的时间。图14-图14示出了两电平变换器的仿真数据。仿真数据与一相相关，在图中表示a相。在图中表示与以安培为单位的在变压器的初级绕组上循环的总电流相关联的谐波谱；在纵坐标轴上表示相对于基波分量的电流的幅度被表示为百分比值的每个谐波的电流强度；在横坐标轴上表示谐波的次数。在图中指示循环通过变压器的初级绕组的电流的总谐波畸变等于0.582％。图15-图15示出了三电平变换器的仿真数据。仿真数据与一相相关，在图中表示a相。在第一个图中，在纵坐标轴上表示由变换器开关的以伏特为单位的电压，该电压由方波脉冲示证；在同一个图中表示与得自pwm调制的脉冲相关联的正弦基准；在横坐标轴上表示以秒为单位的时间。在第二个图中表示得自由变换器开关的电压的谐波谱；在纵坐标轴上表示相对于基波分量的电压的幅度被表示为百分比值的谐波的电压；在横坐标轴上表示谐波的次数。图16-图16示出了三电平变换器的仿真数据。仿真数据与一相相关，在图中表示a相。在第一个图中，在纵坐标轴上表示以安培为单位的变压器的次级绕组上的电流；在横坐标轴上表示以秒为单位的时间。在第二个图中表示与在变压器的次级绕组中循环的电流相关联的谐波谱；在纵坐标轴上表示相对于基波分量的电流的幅度被表示为百分比值的每个谐波分量的电流强度；在横坐标轴上表示谐波的次数。图17-图17示出了三电平变换器的仿真数据。仿真数据与一相相关，在图中表示a相。在第一个图中，在纵坐标轴上表示从次级绕组反映的以安培为单位的变压器的初级绕组上的电流(初级侧和次级侧为三角形连接)；在横坐标轴上表示以秒为单位的时间。在第二个图中，在纵坐标轴上表示从次级绕组反映的以安培为单位的变压器的初级绕组上的电流(初级侧为三角形，并且次级侧为星形)；在横坐标轴上表示以秒为单位的时间。在第二个图中，在纵坐标轴上表示从两个次级绕组反映的以安培为单位的变压器的初级绕组上的总电流；在横坐标轴上表示以秒为单位的时间。图18-图18示出了三电平变换器的仿真数据。仿真数据与一相相关，在图中表示a相。在图中表示与以安培为单位的在变压器的初级绕组上循环的总电流相关联的谐波谱。在纵坐标轴上表示相对于基波分量的电流的幅度被表示为百分比值的每个谐波分量的电流强度；在横坐标轴上表示谐波分量的次数。在图中指示循环通过变压器的初级绕组的电流的总谐波畸变等于0.1％。具体实施方式本技术涉及消除谐波的方法和装备件。消除谐波的方法包括以下步骤：a)通过使用三绕组变压器来消除由表达式h＝6k±1定义的h次谐波，其中k＝{1，3，5，7...}；b)通过使用特定谐波消除脉宽调制(shepwm)来消除由表达式h＝12k±1定义的h次谐波，其中k＝{1，2，3，4，...}。在步骤“a”和“b”，要消除的谐波的次数可以等于或高于50。在步骤“b”，最多指示的shepwm调制类型是9脉冲类型。所提出的装备是能够消除谐波并以单位功率因数运行的变换器。所给出的功能特点通过上述方法实现，该方法使用两种互补的策略，即，通过脉宽调制的特定谐波消除与多绕组变压器的使用相关联。设备的非限制性通用拓扑在图1中给出。该装备包括由初级绕组(2)、至少一对次级绕组(一个被配置为三角形连接(3)并且另一个被配置为星形(4))组成的多绕组变压器；其中每个次级绕组各自地连接到通过特定谐波消除的脉宽调制而开关的变换器(6)。所提出的装备可以包含连接到多个变换器(6)的多对次级绕组(3)和(4)，从而配置基本单元的重复，基本单元包括一对次级绕组(3)和(4)和各自地连接到这些绕组的变换器。通过使用多绕组变压器来使所产生的谐波数量减少，其中每个绕组馈送变换器，并且绕组之间的相角差被选择为使得在初级绕组中获得谐波消除。以这种方式，次级绕组的数量限定将消除多少谐波。例如，单个三相三绕组变压器(三角形-三角形-星形)在其绕组之间生成必要的相位差(30°)，以使得在初级绕组中只有h次谐波(由表达式h＝12k±1定义，其中k＝{1，2，3...})。由于所讨论的变换器计算了shepwm角度的事实，还在变压器的第一初级绕组上获得了正弦电流(没有高达50次的谐波)，使得消除了没有通过变压器的连接本身被消除的谐波，这是通过使用特定谐波消除的脉宽调制(shepwm)来实现的，其中该谐波是h次谐波(由表达式h＝12k±1定义，其中k＝{1，2，3，4...})，如表1所指示的，表1示出了在变压器的绕组数量等于三的情况下要消除的谐波的值。由于四分之一波的对称性，偶数对不是特征，并且由于三线三相连接，各相之间的三次谐波被抵消。表1-由每个元件消除的谐波的次数变换器的直流输出可以保持在各自的总线上(图1(b))，以启用变换器在负载侧的并联连接，并从而获得较大的可用电流，并且变换器的直流输出也可以串联连接，以获得直流总线上较高的电压值(图1(a))。对于与网络同步和控制变换器所必需的对电压和电流的测量可以在初级侧(优选地)和各个次级侧二者上进行。变换器(6)可以根据在开关的换向和阻断中所涉及的电压和电流的电平以及需要或不需要双向功率流而具有不同的拓扑。图2-9指示可以对变换器采用的多电平拓扑，并且其可以具有以下类型：npc、anpc、npp、vienna变换器、有强制换向的提升变换器。图2指示具有变换或逆变运行能力的常规两电平变换器。其它图指示三电平拓扑，其中图3-5中给出的拓扑分别指示变换器npc、anpc和npp。所有这些也具有四个象限的运行能力。另一方面，图6-9指示可能的三电平拓扑，其中仅需要变换器到负载方向的功率流，因此可以减少有源开关的数量。图10示出了本文提出的方法在变换器的优选配置中的应用，其中它是利用具有两个次级绕组(3)和(4)、三电平变换器(6)(图3-5和7-8)的变压器来实现的，用于为高达9kvrms量级的电压的马达(12)或发电机(12)供电。直流总线可以串联连接，使得能够从变换器获得五个电压电平(10)，因此可以在机器侧以5电平来使用逆变器(图10(a))，或者直流总线可以以独立的方式以3电平来馈送变换器(11)，该变换器馈送具有六个线圈的接入端子的机器(图10(b))。这是装备的更少复杂性的配置，因为它使用较少数量的变压器绕组，因此在经济上是令人关注的和可靠的。示例1-所执行的仿真的结果通过使用的工具通过应用两电平变换器对低压系统执行仿真的结果(表2中的仿真系统的数据)，以及通过使用三电平变换器对中压应用执行仿真的结果(表3中仿真系统的数据)。仿真中使用的变压器由三个绕组组成。表2-通过应用两电平变换器的低压仿真系统的数据元件/变量仿真值网络电压(vrms)13800次级侧的电压(vrms)440网络频率(hz)60输入电感(mh)0.5shepwm的类型[脉冲]9电流参考id[a]-370＊电流参考iq[a]0＊＊-指每个次级侧表3-应用三电平变换器的中压仿真系统的数据元件/变量仿真值网络电压(vrms)13800次级侧的电压(vrms)4160网络频率(hz)60输入电感(mh)4shepwm的类型[脉冲]9电流参考id[a]-207＊电流参考iq[a]0＊＊-指每个次级侧从仿真获得的结果布置在图中。图11-14中是对于两电平变换器的仿真的结果，分别包括由变换器开关的电压波形(和谐波谱)、变压器的次级侧上的电流(和频谱)、次级侧反映到初级侧的电流和在初级侧上产生的电流，以及变压器的初级侧上的电流的谐波谱。图15-18指示对于使用三电平变换器的情况的相同结果。在所有结果中可以观察到，虽然电流在变压器的次级绕组上高度畸变，但是特定消除与三绕组变压器相结合能够在初级侧的电流中产生极低的总谐波畸变(计算至高达50°谐波)。在等式[3]中应用的这些thd导致真正的单位功率因数。这已经利用变换器实现了，其中对于两电平变换器，变换器的开关频率为1140hz，并且在三电平变换器的情况下，变换器的开关频率为1080hz(每个开关540hz)。当前第1页12