双固定时间的升降压切换式电源电路及其控制电路与方法与流程

本发明涉及一种双固定时间(dualconstanttime)的升降压切换式电源电路，特别是指一种需要产生两组固定时间的电流控制式(currentmode)或电压控制式(voltagemode)升降压切换式电源电路。本发明也涉及控制升降压切换式电源电路的控制电路与方法。

背景技术：

请参阅图1a，美国专利us6166527中揭露一种控制升降压切换式电源电路的方法。升降压切换式电源电路包含电感l、四个功率开关a,b,c,d，以及控制电路20。控制电路20控制四个功率开关a,b,c,d的切换，以将输入电压vin转换为输出电压vout，其中输入电压vin可能高于或低于输出电压vout，因此电源电路可能需要进行降压或升压转换。控制电路20中，误差放大器22将反馈讯号fb(表示输出电压vout的信息)与参考电压vref比较，产生误差放大讯号vea。pwm(脉宽调变)比较器24,25分别将该误差放大讯号vea与电压波形vx和vy比较，而逻辑电路29根据pwm比较器24,25的比较结果，产生开关控制讯号va,vb,vc,vd，分别控制功率开关a,b,c,d。

误差放大讯号vea、电压波形vx和vy、开关控制讯号va,vb,vc,vd的关系如图1b所示，当误差放大讯号vea落在电压v1与v2之间时，电源电路进行纯降压转换，当误差放大讯号vea落在电压v2与v3之间时，电源电路进行升降压转换，当误差放大讯号vea落在电压v3与v4之间时，电源电路进行纯升压转换。在纯降压转换模式时功率开关c保持断路而功率开关d保持导通，在纯升压转换模式时功率开关a保持导通而功率开关b保持断路。在升降压转换模式时，如图所示，根据误差放大讯号vea与电压波形vx的相对关系而产生开关控制讯号va,vb，并根据误差放大讯号vea与电压波形vy的相对关系而产生开关控制讯号vc,vd，换言之电源电路进行升压(开关c,d动作)与降压(开关a,b动作)的混合操作。

上述现有技术的特征为，含有纯升压转换模式、纯降压转换模式，以及升降压转换模式，并且必须含有升降压转换区段，即v2必须小于v3，否则会造成系统不稳定。而在升降压转换模式时，任一周期内四个开关都会切换，而造成切换损失(switchingloss)，使得能量耗损增加。这两个特征的冲突为此现有技术的主要缺点。

图2a显示另一现有技术美国专利us7176667的架构，该发明申请中利用误差放大器22产生两组误差放大讯号vea1与vea2，择一输入pwm比较器24与电压波形osc比较。此外，电路中另设置一个固定脉宽产生电路26，逻辑电路29根据pwm比较器24的输出与固定脉宽产生电路26的输出，产生开关控制讯号va,vb,vc,vd，分别控制功率开关a,b,c,d。

请参阅图2b，美国专利us7176667中分为四个转换模式，除了纯降压转换模式m1和纯升压转换模式m4外，在两者之间另设有中介降压转换模式m2和中介升压转换模式m3，在中介降压转换模式m2中开关控制讯号va,vb跟随pwm比较器24的输出而开关控制讯号vc,vd为固定脉宽，在中介降压转换模式m3中开关控制讯号vc,vd跟随pwm比较器24的输出而开关控制讯号va,vb为固定脉宽。

上述现有技术的缺点是，四个转换模式的控制机制较为复杂，需要另设置固定脉宽产生电路26和其他电路元件，且两个中介转换模式(m2和m3)表示电路操作在此区间的机会增加，而中介转换模式中四个功率开关都动作，增加切换损失与能量耗损。

此外，现有技术美国专利us6166527以及us7176667皆为定频技术，受限于固定切换频率与带宽的关系，该类技术的负载变化反应都会比较慢；再者，上述的现有技术在脉冲频率调制(pulsefrequencymodulation,pfm)的实现上需要较复杂的电路辅助，例如负载电流极小时，或是无法达成pfm，例如输入电压vin与输出电压vout相近时；而如图3所示的现有技术tps63020控制器，同样是定频技术并含有升降压转换模式，而其所采用的平均电流模式控制(averagecurrentmode)，又更进一步需要增加斜率补偿电路(slopecompensation)，以抑制次谐波震荡(sub-harmonicoscillation)的倾向。

图4a显示另一现有技术美国专利us2011/0156685a1的架构，该升降压切换式电源电路包含电感l、四个功率开关a,b,c,d，以及控制电路30。控制电路30控制四个功率开关a,b,c,d的切换，以将输入电压vin转换为输出电压vout。控制电路30中，误差放大器32将反馈讯号fb(表示输出电压vout的信息)与参考电压vref比较，产生误差放大讯号，输入pwm比较器34。此外，电路取得与电感电流有关的讯号，输入pwm比较器34中，与误差放大讯号比较。pwm比较器34的输出传送给导通时间产生电路37，以产生开关的导通时间。驱动电路39根据所产生的导通时间，产生开关驱动讯号va,vb,vc,vd，控制各功率开关a,b,c,d。此现有技术的特征在于，电路中仅需要一个pwm比较器34，因为仅需要产生一组导通时间。虽然此现有技术可以用非常简单的电路实现升降压切换式电源电路，但其缺点是，无论输入电源大于、小于，或接近输出电压时，该电路皆操作于升降压转换模式下，其每个操作周期皆须切换a,b,c,d四个开关，如图4b,4c所示，由开关a,c导通(电流方向如实线)，紧接着开关b,d导通，如此周而复始，因而切换损失也会较大。

有鉴于以上现有技术的缺陷，本发明提供一种升降压切换式电源电路，其具有快速的负载变化反应；其无需斜率补偿；其可同时应用在pfm操作上而无需复杂电路控制；更进一步，其能达成具有纯降压转换模式与纯升压转换模式，并较佳地无需升降压转换模式或中介模式。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的不足与缺陷，提出一种升降压切换式电源电路，其具有快速的负载变化反应；其无需斜率补偿；其可同时应用在pfm操作上而无需复杂电路控制；更进一步，其能达成具有纯降压转换模式与纯升压转换模式，并较佳地无需升降压转换模式或中介模式。

为达上述目的，就其中一个观点言，本发明提供了一种固定时间的升降压切换式电源电路，包含：一降压电路，包含:一电感，具有第一端与第二端；一降压电路的第一功率开关，其一端与该电感的第一端耦接，其另一端与一输入电压耦接；以及一降压电路的功率元件，其一端与该电感的第一端耦接，其另一端接地；一升压电路，包含:该电感；一升压电路的第一功率开关，其一端与该电感的第二端耦接，其另一端接地；以及一升压电路的功率元件，其一端与该电感的第二端耦接，其另一端与一输出电压耦接；以及一控制电路，其产生一第一固定时间(constanttime)与一第二固定时间，该第一固定时间，控制该降压电路，该第二固定时间，控制该升压电路；其中该第一固定时间为一固定不导通时间(constant-offtime)，使该降压电路的第一功率开关在该固定不导通时间内为不导通，该第二固定时间为一固定导通时间(constant-ontime)，使该升压电路的第一功率开关在该固定导通时间内为导通。

上述升降压切换式电源电路中，降压电路的功率元件或升压电路的功率元件可为开关或二极管。

为达上述目的，就另一个观点言，本发明也提供了一种控制电路，用以控制一固定时间的升降压切换式电源电路，该固定时间的升降压切换式电源电路，包含：一降压电路，包含:一电感，具有第一端与第二端；一降压电路的第一功率开关，其一端与该电感的第一端耦接，其另一端与一输入电压耦接；以及一降压电路的功率元件，其一端与该电感的第一端耦接，其另一端接地；一升压电路，包含：该电感；一升压电路的第一功率开关，其一端与该电感的第二端耦接，其另一端接地，一升压电路的功率元件，其一端与该电感的第二端耦接，其另一端与一输出电压耦接；该控制电路包含:一误差放大器，将与输出电压有关的反馈讯号与一参考电压相比较，产生一误差放大讯号；一第一pwm比较器，将与一第一电感电流有关的讯号或一第一锯齿波讯号，和该误差放大讯号相比较；一第二pwm比较器，将与一第二电感电流有关的讯号或一第二锯齿波讯号，和该误差放大讯号相比较；一位移讯号产生器，使得该第一电感电流有关的讯号或该第一锯齿波讯号，与该第二电感电流有关的讯号或该第二锯齿波讯号之间，相差位移讯号产生器产生的该位移讯号；一第一固定时间产生器，其根据该第一pwm比较器的输出，产生该第一固定时间；一第二固定时间产生器，其根据该第二pwm比较器的输出，产生该第二固定时间；一第一驱动电路，其根据该第一固定时间产生器的输出，产生降压开关控制讯号，控制该降压电路；以及一第二驱动电路，其根据该第二固定时间产生器的输出，产生升压开关控制讯号，控制该升压电路。其中该第一固定时间为一固定不导通时间(constant-offtime)，使该降压电路的第一功率开关在该固定不导通时间内为不导通，该第二固定时间为一固定导通时间(constant-ontime)，使该升压电路的第一功率开关在该固定导通时间内为导通。

上述升降压切换式电源电路中，其中该控制电路中的该位移讯号，宜大于该第一电感电流有关的讯号或该第一锯齿波讯号的峰-谷值，使得该升降压切换式电源电路仅操作于降压转换模式或升压转换模式，但无升降压转换模式。

为达上述目的，就另一个观点言，本发明提供了一种控制固定时间升降压切换式电源电路的方法，该固定时间的升降压切换式电源电路，包含：一降压电路，包含:一电感，具有第一端与第二端；一降压电路的第一功率开关，其一端与该电感的第一端耦接，其另一端与一输入电压耦接；以及一降压电路的功率元件，其一端与该电感的第一端耦接，其另一端接地；一升压电路，包含:该电感；一升压电路的第一功率开关，其一端与该电感的第二端耦接，其另一端接地；一升压电路的功率元件，其一端与该电感的第二端耦接，其另一端与一输出电压耦接；该控制方法包含：产生一第一固定时间(constanttime)与一第二固定时间，该第一固定时间，控制该降压电路，该第二固定时间，控制该升压电路；其中该第一固定时间为一固定不导通时间(constant-offtime)，使该降压电路的第一功率开关在该固定不导通时间内为不导通，该第二固定时间为一固定导通时间(constant-ontime)，使该升压电路的第一功率开关在该固定导通时间内为导通。

以下通过具体实施例详加说明，当更容易了解本发明的目的、技术内容、特点及其所达成的功效。

附图说明

图1a显示一种现有技术的升降压切换式电源电路及其相关电路的示意图；

图1b为对应于图1a电路的讯号波形示意图；

图2a显示一种现有技术的升降压切换式电源电路及其相关电路的示意图；

图2b为对应于图2a电路的状态转换表(statemachine)；

图3显示一种现有技术的升降压切换式电源电路及其相关电路的示意图；

图4a显示一种现有技术的升降压切换式电源电路及其相关电路的示意图；

图4b为对应于图4a电路的讯号波形示意图；

图4c为对应于图4a电路的电流方向示意图；

图5显示本发明的升降压切换式电源电路的第一实施例；

图6a,6b为对应于图5电路的讯号波形示意图；

图7a显示一种升降压电路及其相关电路的示意图；

图7b显示本发明的升降压切换式电源电路实施例的较佳电流方向示意图；

图8显示本发明的升降压切换式电源电路的第二实施例；

图9a,9b为对应于图8电路的讯号波形示意图；

图10,11显示本发明的电压控制式升降压切换式电源电路的两个实施例；

图12-14显示本发明的升降压切换式电源电路，以二极管做为功率元件的另外几个实施例。

图中符号说明

20控制电路

22升降压切换式电源电路

24,25,34pwm比较器

32误差放大器

39驱动电路

30控制电路

40,45升降压切换式电源电路

50,55,60,65,70,75,80升降压切换式电源电路

100降压电路

200升压电路

300控制电路

301次控制级电路

302误差放大器

303位移讯号

304,306pwm比较器

310,314驱动电路

316零电流侦测电路

a,b,c,d功率开关

csbck,csbst与电感电流相关的讯号

eao误差放大讯号

fb反馈讯号

l电感

osc震荡波形

va,vb,vc,vd开关驱动讯号

vea,vea1,vea2误差放大讯号

vin输入电压

vout输出电压

vref参考电压

vx,vy锯齿波形

具体实施方式

请参考图5，以电流控制式、双固定时间的架构为例，说明本发明的第一个实施例。本实施例的升降压切换式电源电路50包含降压电路100，升压电路200，以及控制电路300。其中降压电路100包含电感l、两个功率开关a,b；其中升压电路200包含电感l、两个功率开关c,d。控制电路300控制四个功率开关a,b,c,d的切换，以将输入电压vin转换为输出电压vout。控制电路300中，误差放大器302将反馈讯号fb(表示输出电压vout的信息)与参考电压vref比较，产生误差放大讯号eao，输入pwm比较器304与pwm比较器306。此外，电路取得与电感电流有关的讯号csbck，输入pwm比较器304中，与误差放大讯号eao比较。再者，电路产生一位移讯号303，迭加于该电感电流有关的讯号csbck后，成为另一该电感电流有关的讯号csbst，输入pwm比较器306中。pwm比较器304的输出传送给固定不导通时间产生电路308，以产生开关的不导通时间。驱动电路310根据所产生的不导通时间，产生开关驱动讯号va,vb，控制功率开关a,b。pwm比较器306的输出传送给固定导通时间产生电路312，以产生开关的导通时间。驱动电路314根据所产生的导通时间，产生开关驱动讯号vc,vd，控制功率开关c,d。

请参阅图6a，此时升降压切换式电源电路50操作于纯降压转换模式，eao不会和与电感电流相关的讯号csbst相交，故vc恒为低，开关c恒不导通，vd恒为高，开关d恒导通；开关a于t0时起导通，此时与电感电流相关的讯号csbck开始上升，直到eao与电感电流相关的讯号csbck相交，此时为t1，开关a于t1起不导通，并持续不导通一段固定不导通时间toff，接着于t2时又重新导通，如此反复；上述的操作控制使得本纯降压转换模式为峰值电流模式(peakcurrentmode)。再请参阅图6b，此时升降压切换式电源电路50操作于纯升压转换模式，eao不会和与电感电流相关的讯号csbck相交，故vb恒为低，开关b不导通，va恒为高，开关a恒导通；开关c于t0时不导通，此时电感电流开始下降，直到eao与电感电流相关的讯号csbst相交，开关c于t1时导通，并持续导通一段固定导通时间ton，接着于t2时又重新不导通，如此反复；上述的操作控制使得本纯升压转换模式为谷值电流模式(valleycurrentmode)。

本发明的特点在于，根据pwm比较器308与pwm比较器312的输出结果，产生两组固定时间，一为固定导通时间，一为固定不导通时间，用以控制升压电路200与降压电路100，使得在纯升压转换模式与纯降压转换模式操作时，皆为固定时间操作，在此二操作模式下，皆具有快速负载反应，且无需斜率补偿的优点。

请参阅图7a，升降压电路40含有降压电路100与升压电路200，升降压电路40在输入电压vin大于输出电压vout时为纯降压转换模式，在输入电压vin小于输出电压vout时为纯升压转换模式，而在输入电压vin与输出电压vout相近时，较佳地期望升降压电路40不操作在如图4c或图1b所示的升降压转换模式，以达到降低切换损失的效果；较佳的操作为如图7b箭头实线所示，升降压电路45的开关a,d，导通时间尽可能地延长，而不进入中介模式或升降压转换模式。

请参阅图5，本发明的另外一个特点是，根据固定不导通时间产生器308产生的固定不导通时间toff，控制降压电路100，根据固定导通时间产生器312产生的固定导通时间ton，控制降压电路200，如此的组合允许开关a,d无限制地延长。更进一步，在较佳地选择该控制电路300中的位移讯号303，使csbst的谷值大于csbck的峰值(相当于使位移讯号303大于csbck的峰-谷值)，使得本发明的控制电路300可使升降压切换式电源电路50，在输入电压大于输出电压时为降压转换模式，输入电压小于输出电压时为升压转换模式，而在输入电压vin与输出电压vout相近时，因为电感电流的斜率极为平缓，并且由于上述的导通/不导通时间的组合及位移讯号的较佳选择，使开关a,d得以无限制地延长，此时升降压切换式电源电路50操作在脉冲频率调制模式(pfm)之下。许多此类含有四功率元件的升降压切换式电源电路的现有技术中，在输入电压vin大于输出电压vout时为降压转换模式，输入电压vin小于输出电压vout时为升压转换模式，而在输入电压vin与输出电压vout相近时，都会进入升降压转换模式，或是中介模式，但是本发明可较佳的设定为无需升降压转换模式或是中介模式，如此可避免升降压切换式电源电路进入升降压模式，或是中介模式，进而达到降低切换损失的效果。

本发明的另一特点在于，所述的用于控制此升降压切换式电源电路的控制电路，除了可在连续导通模式(continuousconductionmode,ccm)下操作之外，亦可轻易应用于非连续导通模式(discontinuousconductionmode,dcm)以及脉冲频率调制(pulsefrequencymodulation,pfm)模式下。请参阅图8，升降压切换式电源电路55中，例如但不限于在驱动电路310,314加入，例如但不限于一零电流侦测电路316所产生的零电流讯号，使得电感电流由正电流下降通过零电流时，控制开关b或d为不导通，使电感电流不为负值，此时升降压切换式电源电路55操作在非连续导通模式下。如图9a,9b所示，为升降压切换式电源电路55操作在非连续导通模式下，功率开关a,b,c,d的控制讯号，以及电感电流的波形。此外，在负载电流极小的情形之下，升降压切换式电源电路55将会进入脉冲频率调制pfm模式，频率会自动降频，无需复杂的额外控制电路。

图5与图8所显示为电流控制式的升降压切换式电源电路架构，但本发明也同样可应用于电压控制式(voltagemode)的切换式电源电路架构。图10与图11分别显示ccm与dcm的电压控制式升降压切换式电源电路60,65，其中pwm比较器304的输入端之一接收误差放大讯号eao，另一端接收电路内部所产生的锯齿波讯号；pwm比较器306的输入端之一接收误差放大讯号eao，另一端接收电路内部所产生的锯齿波讯号迭加上一位移讯号303。锯齿波讯号的产生方式与波形有各种作法，为本领域技术人员所熟知，因非本发明申请重点，故不予赘述。

本发明不限于应用在具有四个功率开关的同步(synchronous)升降压切换式电源电路中。图12-14为图5,8,10,11中升压电路200、降压电路100与驱动电路310,314不同组合的实施例，其中次控制级电路301为例如但不限于图5,8,10,11中的次控制级电路301：图12所示实施例，其中开关b由二极管取代。图13所示实施例其中开关d由二极管取代。图14所示实施例，其中开关b,d皆由二极管取代。而以上的实施例均可应用在上述的电流式，电压式，dcm,ccm模式下的升降压切换式电源电路，使用两个pwm比较器，产生如前述的两组固定导通/不导通时间而加以控制。

以上已针对较佳实施例来说明本发明，以上所述，仅为使本领域技术人员易于了解本发明的内容，并非用来限定本发明的权利范围。在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以思及各种等效变化。例如，各功率开关a,b,c,d可为pmos或nmos，而pwm比较器304,306的正负输入端可作相应的变换；而csbck，csbst与位移讯号303的正负亦可做相应的变换。因此，本发明的范围应涵盖上述及其他所有等效变化。