电源系统的制作方法

本发明涉及电源系统，更特定的是，涉及构成为包括在两个直流电源与共通的电力线之间连接的电力变换器的电源系统。

背景技术：

使用一种混合电源系统，该混合电源系统使用在多个电源与负载之间连接的电力变换器，将多个电源组合而向负载提供电源。

例如在日本特开2013-46446号公报(以下称为专利文献1)中记载有一种车辆用电源系统，在该车辆用电源系统中，将针对二次电池和能够充放电的辅助电源中的每一个电源而设置的升压斩波器(电力变换器)并联连接。

另外，在日本特开2013-13234号公报(以下称为专利文献2)记载有一种电力变换器的构成，该电力变换器通过切换多个开关元件的开关样式(pattern)，能够切换以将两个直流电源串联连接的状态进行DC/DC变换的动作模式(串联连接模式)和以将两个直流电源并联使用的状态进行DC/DC变换的动作模式(并联连接模式)。

技术实现要素：

发明要解决的问题

在专利文献1所记载的电力变换器中，能够控制并联使用的二次电池与辅助电源之间的电力分配比，因此，能够在使二次电池的充放电电力具有自由度的基础上，控制向负载的电力供给。其结果，能够确保消除二次电池的高倍率劣化的机会。然而，由于无法将二次电池和辅助电源串联连接，因此，在负载电压较高时，升压斩波器的升压比变高。由此，由于因电抗器的铁损、电流脉动产生的电力损失的增大，电源系统的效率降低。

另一方面，在专利文献2所记载的电力变换器中，通过选择串联连接模式来抑制升压比，与专利文献1的构成相比较，尤其能够抑制高电压输出时的电力损失。然而，在专利文献2的电路构成中，产生第1直流电源的电力变换用的电流和第2直流电源的电力变换用的电流在共通的开关元件叠加地流动的现象。由此，担心依赖于通过电流量的开关元件的导通损失比专利文献1增加。

本发明是为了解决这样的问题点而做成的，其目的在于减少具备两个直流电源的电源系统的电力损失而使直流电力变换高效率化。

用于解决问题的手段

在本发明的一技术方案中，用于控制高电压侧的第1电力线与低电压侧的第2电力线之间的直流电压的电源系统具备第1直流电源、第2直流电源、电力变换器、以及用于控制电力变换器的动作的控制装置。电力变换器构成为，在第1、第2直流电源与第1、第2电力线之间执行直流电压变换。电力变换器包括第1～第5半导体元件和第1、第2电抗器。第1半导体元件电连接于第1电力线与第1节点之间。第2半导体元件电连接于第2电力线与第1节点之间。第3半导体元件电连接于第1电力线与第2节点之间。第4半导体元件电连接于第2电力线与第2节点之间。第5半导体元件电连接于第1节点与第2节点之间。第1电抗器与第1直流电源串联地电连接于第1节点与第2电力线之间。第2电抗器与第2直流电源串联地电连接于第2节点与第2电力线之间。第1～第5半导体元件的至少一部分包括开关元件，该开关元件构成为根据来自控制装置的信号来控制电流路径的形成和切断。电力变换器通过切换控制装置对开关元件的通断控制的形态，来进行直流电压变换的形态不同的多个动作模式的切换动作。

因此，本发明的主要优点在于，能够减少具备两个直流电源的电源系统的电力损失而使直流电力变换高效率化。

本发明的上述内容、其他目的、特征、技术方案和优点可根据与附图相关联地理解的与本发明有关的如下详细的说明变得清楚。

附图说明

图1是表示按照本发明的实施方式1的电源系统的构成的电路图。

图2是表示图1所示的负载的构成例的概略图。

图3是表示基本的升压斩波电路的构成的电路图。

图4是图3所示的升压斩波电路的动作波形图。

图5是图1所示的电力变换器的并联升压模式下的第1等效电路图。

图6是表示图5所示的等效电路图中的各直流电源的下臂接通时的电流路径的电路图。

图7是表示图5所示的等效电路图中的各直流电源的上臂接通时的电流路径的电路图。

图8是图1所示的电力变换器的并联升压模式下的第2等效电路图。

图9A、图9B是表示图8所示的等效电路图中的各直流电源的下臂接通时的电流路径的第1、第2电路图。

图10A、图10B是表示图8所示的等效电路图中的各直流电源的上臂接通时的电流路径的第1、第2电路图。

图11是表示使用第1臂和第2臂的升压斩波电路的各臂通断与开关元件的通断之间的对应关系的图表。

图12是表示在按照实施方式1的电力变换器的并联升压模式中用于对各开关元件进行通断控制的门逻辑式的一览表的图表。

图13是用于说明图1所示的电力变换器的并联升压模式下的直流电源的输出控制例的功能框图。

图14是用于说明图13所示的PWM控制部的动作的波形图。

图15是表示并联升压模式下的开关样式的一览表的图表。

图16是说明按照实施方式1的电力变换器中的电抗器电流的方向的组合的概念图。

图17A、图17B是说明第2臂形成时的第1样式下的电流行为(日文：挙動)的第1、第2电路图。

图18A、图18B是说明第2臂形成时的第2样式下的电流行为的第1、第2电路图。

图19是一览表示图17B中的各部的电流值的图表。

图20是一览表示图18B中的各部的电流值的图表。

图21是用于说明为了比较而示出的电力变换器的电流路径的第1电路图。

图22是一览表示图21和图23所示的电力变换器的各开关元件的电流的图表。

图23是用于说明为了比较而示出的电力变换器的电流路径的第2电路图。

图24是用于说明对实施方式1的电力变换器应用载波相位控制的情况的波形图。

图25是用于说明实施方式1的变形例的PWM控制的第1例的波形图。

图26是用于说明实施方式1的变形例的PWM控制的第2例的波形图。

图27是用于说明实施方式2的电力变换器的构成的电路图。

图28是表示实施方式2的电力变换器的并联升压模式下的各开关元件用的门逻辑式的一览表的图表。

图29是表示应用于实施方式1、2的电力变换器的多个动作模式的一览表的图表。

图30是表示不对第1直流电源进行再生充电的情况下的图1所示的电力变换器的构成的变形例的电路图。

图31是表示不对第2直流电源进行再生充电的情况下的图1所示的电力变换器的构成的变形例的电路图。

图32是表示不对第1直流电源进行再生充电的情况下的图27所示的电力变换器的构成的变形例的电路图。

图33是表示不对第2直流电源进行再生充电的情况下的图27所示的电力变换器的构成的变形例的电路图。

具体实施方式

以下参照附图详细地说明本发明的实施方式。此外，以下对图中的同一或相当部分标注同一附图标记，原则上不反复进行其说明。

[实施方式1]

(电路构成)

图1是表示按照本发明的实施方式1的电源系统的构成的电路图。

参照图1，电源系统5具备直流电源B1、直流电源B2、电力变换器10以及控制装置100。

在本实施方式中，直流电源B1、B2由二次电池、双电层电容器等蓄电装置构成。例如直流电源B1由锂离子二次电池、镍氢电池这样的二次电池构成。另外，直流电源B2例如由双电层电容器、锂离子电容器等输出特性优异的直流电压源要素构成。直流电源B1和直流电源B2分别与“第1直流电源”和“第2直流电源”相对应。

此外，直流电源B1、B2也可以由同种蓄电装置构成。另外，对于直流电源B1、B2的容量也没有特别限定，直流电源B1、B2可以各自以同等的容量构成，也可以使一个直流电源的容量比另一个直流电源的容量大。

电力变换器10构成为，控制高电压侧的电力线PL和低电压侧的电力线GL之间的直流电压VH(以下也称为输出电压VH)。电力线GL代表性地由接地配线构成。

负载30接受电力变换器10的输出电压VH而动作。输出电压VH的电压指令值VH*设定成适于负载30的动作的电压。电压指令值VH*也可以根据负载30的状态设定成可变。而且，负载30也可以构成为能够通过再生发电等产生直流电源B1和/或B2的充电电力。

电力变换器10包括电力用半导体开关元件S1～S5和电抗器L1、L2。在本实施方式中，作为电力用半导体开关元件(以下也简称为“开关元件”)，可以使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、电力用MOS(Metal Oxide Semiconductor)晶体管或电力用双极晶体管等。

开关元件S1～S5能够分别响应来自控制装置100的控制信号SG1～SG5来控制通断。具体而言，开关元件S1～S5在控制信号SG1～SG5为逻辑高电平(以下也记为“高电平(H level)”)时成为接通状态，成为能够形成电流路径的状态。另一方面，开关元件S1～S5在控制信号SG1～SG5为逻辑低电平(以下也记为“低电平(L level)”)时成为断开状态，成为切断该电流路径的状态。

二极管D1～D4分别与开关元件S1～S4反向并联(日文：逆並列)连接。二极管D1～D4配置成，在正偏压时形成从电力线GL朝向电力线PL的方向(图中自下而上的方向)的电流路径。另一方面，二极管D1～D4在负偏压时不形成该电流路径。具体而言，二极管D1以使从节点N1朝向电力线PL的方向为正向的方式连接，二极管D2以使从电力线GL朝向节点N1的方向为正向的方式连接。同样地，二极管D3以使从节点N2朝向电力线PL的方向为正向的方式连接，二极管D4以使从电力线GL朝向节点N2的方向为正向的方式连接。

开关元件S1电连接于电力线PL与节点N1之间。电抗器L1以及直流电源B1串联地电连接于节点N1与电力线GL之间。例如电抗器L1电连接于直流电源B1的正极端子与节点N1之间，并且直流电源B1的负极端子与电力线GL电连接。开关元件S2电连接于节点N1与电力线GL之间。此外，即使更换电抗器L1与直流电源B1的连接顺序，在电方面也维持等效的电路构成。

开关元件S3电连接于电力线PL与节点N2之间。开关元件S4电连接于节点N2与电力线GL之间。开关元件S5电连接于节点N1与节点N2之间。电抗器L2以及直流电源B2串联地电连接于节点N2与电力线GL之间。例如电抗器L2电连接于直流电源B2的正极端子与节点N2之间，并且直流电源B2的负极端子与电力线GL电连接。此外，即使更换电抗器L2与直流电源B2的连接顺序，在电方面也维持等效的电路构成。

在图1的构成例中，开关元件S1和二极管D1与“第1半导体元件SM1”相对应，开关元件S2和二极管D2与“第2半导体元件SM2”相对应，开关元件S3和二极管D3与“第3半导体元件SM3”相对应。而且，开关元件S4和二极管D4与“第4半导体元件SM4”相对应，开关元件S5与“第5半导体元件SM5”相对应。而且，电抗器L1、L2分别与“第1电抗器”和“第2电抗器”相对应。在图1的例子中，通过开关元件S1～S5的通断控制，能够在第1半导体元件SM1～第5半导体元件SM5的每一个半导体元件中控制电流路径的形成和切断。

控制装置100由具有例如未图示的CPU(Central Processing Unit)和存储器的电子控制单元(ECU)构成。控制装置100构成为基于存储于存储器的映射和程序进行使用了各传感器的检测值的运算处理。或者，控制装置100的至少一部分也可以构成为通过电子电路等硬件执行预定的数值·逻辑运算处理。

控制装置100为了控制输出电压VH而生成对开关元件S1～S5的通断进行控制的控制信号SG1～SG5。此外，虽然在图1中省略了图示，设有直流电源B1的电压(记为V[1])和电流(记为I[1])的检测器、直流电源B2的电压(记为V[2])和电流(记为I[2]的)的检测器、以及输出电压VH的检测器(电压传感器)。这些检测器的输出被向控制装置100输入。

图2是表示负载30的构成例的概略图。

参照图2，负载30构成为包括例如电动车辆的行驶用电动机。负载30包括平滑电容器CH、变换器32、电动发电机35、动力传递齿轮36以及驱动轮37。

电动发电机35是用于产生车辆驱动力的行驶用电动机，由例如多个相的永久磁铁型同步电动机构成。电动发电机35的输出转矩经由由减速器、动力分配机构构成的动力传递齿轮36而向驱动轮37传递。电动车辆通过被传递到驱动轮37的转矩来行驶。另外，电动发电机35在电动车辆的再生制动时在驱动轮37的旋转力的作用下发电。该发电电力由变换器32进行AC/DC变换。该直流电力能够用作电源系统5所包含的直流电源B1、B2的充电电力。

在除了电动发电机之外还搭载有发动机(未图示)的混合动力汽车中，通过使该发动机和电动发电机35协调地动作，可产生电动车辆所需的车辆驱动力。此时，也能够使用通过发动机的旋转产生的发电电力来对直流电源B1和/或B2进行充电。

这样，电动车辆是概括性地表示搭载行驶用电动机的车辆的车辆，包括搭载有发动机和电动机的混合动力汽车、不搭载发动机的电动汽车及燃料电池车这两者在内的车辆。

(电力变换器的动作)

电力变换器10与专利文献2所记载的电力变换器同样地具有直流电源B1、B2与电力线PL、GL之间的直流电力变换(DC/DC变换)的形态不同的多个动作模式。这些动作模式可通过切换开关元件的通断控制的形态而选择性地应用。

电力变换器10的多个动作模式包括用于在直流电源B1、B2与电力线PL、GL之间并联地进行DC/DC变换的“并联升压模式”。

根据图1可理解，电力变换器10具有将在直流电源B1与电力线PL、GL之间形成的升压斩波电路、在直流电源B2与电力线PL、GL之间形成的升压斩波电路组合而成的电路构成。因此，首先，详细地说明基本的升压斩波电路的动作。

图3中示出了表示基本的升压斩波电路的构成的电路图。

参照图3，升压斩波电路CHP具有构成上臂的开关元件Su、构成下臂的开关元件Sl、以及电抗器L。电抗器L电连接于上臂的开关元件Su和下臂的开关元件Sl的连接点与直流电源PS的正极端子之间。上臂的开关元件Su和下臂的开关元件Sl串联地连接于电力线PL与GL之间。二极管Du、Dl分别与上臂的开关元件Su和下臂的开关元件Sl反向并联连接。

在升压斩波电路CHP中，交替地设置下臂(开关元件Sl)的接通期间和断开期间。在下臂的接通期间，可形成经由直流电源PS-电抗器L-下臂元件Sl(接通)的电流路径101。由此，可在电抗器L蓄积能量。

在下臂的断开期间，可形成经由直流电源PS-电抗器L-二极管Du(或开关元件Su)-负载30的电流路径102。由此，在下臂元件Sl的接通期间蓄积于电抗器L的能量和来自直流电源PS的能量被向负载30供给。由此，向负载30输出的输出电压与直流电源PS的输出电压相比被升压。

上臂的开关元件Su在下臂的开关元件Sl的接通期间内需要断开。另外，在下臂的开关元件Sl的断开期间内，使上臂的开关元件Su接通，由此能够使来自负载30的电力向直流电源PS再生。例如通过使上臂的开关元件Su和下臂的开关元件Sl周期性且互补性地通断，从而不与电流方向相应地切换开关控制(通断控制)的形态，就能够一边控制输出电压VH、一边与再生和动力运行这两者相对应地执行DC/DC变换。

此外，在不进行向直流电源PS的电力再生的情况下，电流方向限定于一方向，因此，对于上臂，也可以省略开关元件Su的配置而仅由二极管Du构成。另外，对于下臂，可以省略二极管Dl的配置。

图4中示出了图3所示的升压斩波电路的动作波形例。

参照图4，在下臂的接通期间内，在电抗器L中流动的电流(以下称为“电抗器电流”)IL上升，在下臂的断开期间内，电抗器电流IL下降。因此，通过控制下臂的开关元件Sl的接通期间和断开期间之比，能够控制输出电压VH。具体而言，通过使接通期间的比率上升，使输出电压VH上升。

公知升压斩波电路CHP中的电压变换比(升压比)使用直流电源PS的电压Vi、输出电压VH和输出占空比DT(以下也简称为占空比DT)以下述(1)式表示。此外，占空比DT是表示接通期间比率的参数，由下臂的接通期间相对于开关周期To(接通期间+断开期间)的比率(时间比)来定义。

VH＝1/(1-DT)·Vi…(1)

在升压斩波电路CHP中，能够通过脉冲宽度调制(PWM)控制来执行开关元件的通断控制(以下称为开关控制)。例如按照载波CW与占空比DT的电压比较，来生成用于使下臂通断的控制脉冲信号SD。

载波CW具有与开关周期To相同的周期。例如载波CW可使用三角波。载波CW的频率相当于开关元件Sl(Su)的开关频率。载波CW的电压幅宽(峰值对峰值)被设定成与DT＝1.0相对应的电压。

控制脉冲信号SD在表示占空比DT的电压比载波CW的电压高时被设定成高电平，而在表示占空比DT的电压比载波CW的电压低时被设定成低电平。控制脉冲信号/SD是控制脉冲信号SD的反转信号。

下臂的开关元件Sl的通断按照控制脉冲信号SD进行控制。即，下臂的开关元件Sl在控制脉冲信号SD的高电平期间内被控制成接通状态，而在控制脉冲信号SD的低电平期间被控制成断开状态。上臂的开关元件Su可以按照控制脉冲信号/SD与下臂的开关元件Sl互补且周期性地通断进行控制。

若占空比DT变高，则控制脉冲信号SD的高电平期间变长，因此，下臂的接通期间变长。由此，与电流IL的平均值的增加相应地，来自直流电源PS的输出上升，从而输出电压VH上升。相反，若占空比DT变低，则控制脉冲信号SD的低电平期间变长，因此，下臂的接通期间变短。由此，与电流IL的平均值的下降相应地，来自直流电源PS的输出下降，从而输出电压VH下降。

(并联升压模式的电路动作)

接着，详细地说明电力变换器10的并联升压模式下的动作和控制。电力变换器10在并联升压模式下以使两个升压斩波电路相对于直流电源B1、B2中的每一个直流电源并联地动作的形态而动作。即，电力变换器10与专利文献2中的并联连接模式同样地通过在直流电源B1、B2与电力线PL、GL(负载30)之间进行并联的DC/DC变换，按照电压指令值VH*控制输出电压VH。

再次参照图1，在电力变换器10中，其特征在于，在使开关元件S5接通的情况与断开的情况之间，针对直流电源B1、B2形成的升压斩波电路不同。

在电力变换器10中，在开关元件S5断开时，节点N1、N2被电切离。此时的电力变换器10的等效电路表示在图5中。

参照图5，在开关元件S5断开时，针对直流电源B1，形成以开关元件S2和二极管D2为下臂、以开关元件S1和二极管D1为上臂的升压斩波电路。

另一方面，针对直流电源B2，形成以开关元件S4和二极管D4为下臂、以开关元件S3和二极管D3为上臂的升压斩波电路。

图6示出在图5所示的等效电路图中直流电源B1、B2的下臂接通时的电流路径。

参照图6，通过使开关元件S2接通，从而与图3中的电流路径101同样地形成用于通过直流电源B1的输出来将能量蓄积于电抗器L1的电流路径111。即，开关元件S2相当于与直流电源B1相对应地形成的升压斩波电路的下臂。

同样地，通过使开关元件S4接通，从而与图3中的电流路径101同样地形成用于通过直流电源B2的输出而将能量蓄积于电抗器L2的电流路径112。即，开关元件S4相当于与直流电源B2相对应地形成的升压斩波电路的下臂。

图7示出了在图5所示的等效电路图中直流电源B1、B2的上臂接通时的电流路径。

参照图7，通过使开关元件S2断开，从而形成用于经由开关元件S1或二极管D1而将电抗器L1的蓄积能量与来自直流电源B1的能量一起向电力线PL输出的电流路径113。在本实施方式中，通过使开关元件S1、S2互补地通断，从而在开关元件S2的断开期间内开关元件S1接通。开关元件S1相当于与直流电源B1相对应地形成的升压斩波电路的上臂。

同样地，通过使开关元件S4断开，从而形成用于经由开关元件S3或二极管D3而将电抗器L2的蓄积能量与来自直流电源B2的能量一起向电力线PL输出的电流路径114。在本实施方式中，开关元件S3、S4互补地通断，因此，在开关元件S4的断开期间内开关元件S3接通。开关元件S3相当于与直流电源B2相对应地形成的升压斩波电路的上臂。

根据图6和图7可理解，通过交替地形成电流路径111、113，可执行直流电源B1与电力线PL、GL之间的DC/DC变换。同样地，通过交替地形成电流路径112、114，可执行直流电源B2与电力线PL、GL之间的DC/DC变换。

以下，也将与直流电源B1相对应地形成的升压斩波电路的上臂称为“B1U臂”，将下臂称为“B1L臂”。同样地，也将与直流电源B2相对应地形成的升压斩波电路的上臂称为“B2U臂”，也将下臂称为“B2L臂”。

另一方面，在电力变换器10中，在开关元件S5接通时，节点N1、N2被电连接。此时的电力变换器10的等效电路表示在图8中。

参照图8，关于直流电源B1，由于通过开关元件S5使节点N2与节点N1电连接，因此，能够将在节点N2与电力线GL之间连接的开关元件S4作为直流电源B1的下臂(B1L臂)而形成升压斩波电路。同样地，能够将电连接于节点N2与电力线PL之间的开关元件S3作为直流电源B1的上臂(B1U臂)而形成升压斩波电路。

另外，针对直流电源B2，能够形成以在节点N1与电力线PL之间连接的开关元件S1为上臂(B2U臂)、以开关元件S2为下臂(B2L臂)的升压斩波电路。

图9A、图9B中示出了在图8所示的等效电路图中直流电源B1、B2的下臂接通时的电流路径。

参照图9A，通过使开关元件S4、S5接通，可形成用于通过直流电源B1的输出而将能量蓄积于电抗器L1的电流路径115。另一方面，如图9B所示，通过使开关元件S2、S5接通，可形成用于通过直流电源B2的输出而将能量蓄积于电抗器L2的电流路径116。

图10A、图10B中示出了在图8所示的等效电路图中直流电源B1、B2的上臂接通时的电流路径。

参照图10A，关于直流电源B1，通过在开关元件S5接通了的状态下使开关元件S4断开，可形成用于经由开关元件S3或二极管D3将电抗器L1的蓄积能量与来自直流电源B1的能量一起向电力线PL输出的电流路径117。如上述，开关元件S3、S4互补地通断，因此，能够由开关元件S3形成B1U臂、且由开关元件S4形成B1L臂。

参照图10B，关于直流电源B2，通过在开关元件S5接通了的状态下使开关元件S2断开，可形成用于经由开关元件S1或二极管D1将电抗器L2的蓄积能量与来自直流电源B2的能量一起向电力线PL输出的电流路径118。如上述，开关元件S1、S2互补地通断，因此，能够由开关元件S1形成B2U臂、且由开关元件S2形成B2L臂。

图11中示出了在开关元件S5的断开时和接通时分别形成的升压斩波电路的各臂与开关元件的通断之间的对应关系。

参照图11，将在开关元件S5的断开时(图5～图7)形成的升压斩波电路中的各臂称为“第1臂”，将在开关元件S5的接通时(图8～图10)形成的升压斩波电路的各臂称为“第2臂”。

在开关元件S5断开时、即第1臂形成时，针对直流电源B1，如上述，B1L臂通过开关元件S2的接通而接通，而B1U臂通过开关元件S1的接通(开关元件S2的断开)而接通。另外，针对直流电源B2，B2L臂通过开关元件S4的接通而接通，而B2U臂通过开关元件S3的接通(开关元件S4的断开)而接通。

另一方面，在开关元件S5接通时、即第2臂形成时，针对直流电源B1，如上述，B1L臂通过开关元件S4的接通而接通，而B1U臂通过开关元件S3的接通(开关元件S4的断开)而接通。另外，针对直流电源B2，B2L臂通过开关元件S2的接通而接通，而B2U臂通过开关元件S1的接通(开关元件S2的断开)而接通。

这样，在第1臂和第2臂中的任一个臂中，均是使开关元件S1、S2互补地通断、且开关元件S3、S4互补地通断，从而能够针对直流电源B1、B2中的每一个直流电源而控制成上臂和下臂交替地通断。

在按照实施方式1的电力变换器10的并联升压模式下，一并使用第1臂和第2臂来执行DC/DC变换。不过，如图11所示，各开关元件S1～S5针对直流电源B1、B2中的一者作为第1臂动作的同时、针对直流电源B1、B2中的另一者作为第2臂动作。需要留意由于这样的第1臂和第2臂之间的干涉从而能够应用第2臂的期间受到限定这一点。

具体而言，若针对直流电源B1、B2中的一者而使第2臂接通，则针对直流电源B1、B2中的另一者，也使第2臂接通。例如，若使开关元件S4、S5接通而使第2臂中的B1L臂接通(图9A)，则与图6同样地针对直流电源B2，与开关元件S4的接通相应地使第1臂中的B2L臂接通。相反，若通过开关元件S3、S5的接通而使第2臂中的B1U臂接通(图10A)，则与图7同样地针对直流电源B2也使第1臂中的B2U臂接通。

根据图9A和图10B也可理解，在第2臂形成时，在使B1L臂和B2U臂这两者都接通了的情况下，形成经由接通状态的开关元件S1、S5、S4而从节点N2朝向节点N1的电流路径，由此会在电力线PL与GL之间形成短路路径。因此，如上述，在使B1L臂和B2U臂这两者都接通的情况下，需要通过将开关元件S5断开而应用第1臂(图6)。

同样地，根据图9B和图10A也可理解，在第2臂形成时，在使B2L臂和B1U臂这两者都接通了的情况下，形成经由接通状态的开关元件S3、S5、S2而从节点N1朝向节点N2的电流路径，即在电力线PL与GL之间形成短路路径。因此，如上述，在使B1U臂和B2L臂这两者都接通的情况下，需要通过将开关元件S5断开而应用第1臂(图6)。

因此，能够使用第2臂的期间限定于在直流电源B1、B2之间向上臂发出的指令(接通/断开)和向下臂发出的指令(接通/断开)为相同的期间。即，限定于在对直流电源B1、B2这两者都发出使上臂接通的指令的期间、或在对直流电源B1、B2这两者都发出使下臂接通的指令的期间，才能够使用第2臂。

图12中示出了用于对并联升压模式下的开关元件S1～S5中的每一个开关元件进行通断控制的门逻辑式。

参照图12，控制脉冲信号SD1相当于与直流电源B1相对应的升压斩波电路中的控制脉冲信号SD(图4)。即，在控制脉冲信号SD1为高电平时，发出针对直流电源B1使下臂接通的指示。控制脉冲信号/SD1是控制脉冲信号SD1的反转信号。即，在控制脉冲信号/SD1为高电平时，发出针对直流电源B1使上臂接通的指示。

控制脉冲信号SD1的高电平期间越长，则来自直流电源B1的输出越增加，另一方面，控制脉冲信号/SD1的高电平期间(即控制脉冲信号SD1的低电平期间)越长，则来自直流电源B1的输出越减少。

同样地，控制脉冲信号SD2相当于与直流电源B2相对应的升压斩波电路中的控制脉冲信号SD(图4)，控制脉冲信号/SD2是控制脉冲信号SD2的反转信号。即，在控制脉冲信号SD2为高电平时，指示使直流电源B2的下臂接通，另一方面，在控制脉冲信号/SD2为高电平时，指示使直流电源B2的上臂接通。

控制脉冲信号SD2的高电平期间越长，则来自直流电源B2的输出越增加，另一方面，控制脉冲信号/SD2的高电平期间(即控制脉冲信号SD2的低电平期间)越长，则来自直流电源B2的输出越减少。

在电力变换器10的并联升压模式下，与控制脉冲信号SD1相对应地对开关元件S2进行通断控制，并且响应控制脉冲信号/SD1而使开关元件S1通断。而且，根据控制脉冲信号SD2来对开关元件S4进行通断控制，并且响应控制脉冲信号/SD2而使开关元件S3通断。而且，开关元件S5按照控制脉冲信号SD1、SD2的同或(XNOR)来进行通断控制。

即，在控制脉冲信号SD1、SD2的逻辑电平相等时(即、SD1＝SD2＝H、或SD1＝SD2＝L)的情况下，开关元件S5接通。即，在开关元件S2、S4的通断状态相同时，开关元件S5接通。此时，针对直流电源B1、B2，分别构成使用第2臂的升压斩波电路。

在使用第2臂的情况下，控制脉冲信号SD1、SD2的逻辑电平相等，因此，可理解成开关元件S2、S4共同通断。而且，对于开关元件S1、S3，也共同通断。而且，开关元件S1、S3的对与开关元件S2、S4的对互补地通断。因此，确保了开关元件S1、S2的互补的通断以及开关元件S3、S4的互补的通断。

另一方面，在控制脉冲信号SD1、SD2的逻辑电平不同的情况(即、SD1＝H，SD2＝L、或、SD1＝L，SD2＝H)下，开关元件S5断开。即，在开关元件S2、S4的通断状态不同时，开关元件S5断开。此时，对于直流电源B1、B2，分别构成使用第1臂的升压斩波电路。

因此，在使用第1臂的情况下，控制脉冲信号SD1、SD2的逻辑电平不同，因此，开关元件S2、S3共同通断，并且开关元件S1、S4共同地通断。并且，开关元件S1、S3的对和开关元件S2、S4的对互补地通断。因此，在使用第2臂时，也确保了开关元件S1、S2的互补的通断以及开关元件S3、S4的互补的通断。

这样，通过按照图12所示的门逻辑式并根据控制脉冲信号SD1、SD2来控制开关元件S1～S5的通断，能够一边自动地选择使用第1臂的升压斩波电路以及使用形成第2臂的升压斩波电路，一边执行并联升压模式下的DC/DC变换。尤其是，通过开关元件S5对节点N1、N2之间的电流路径的形成/切断的控制，能够一边避免在电力线PL、GL之间形成短路路径，一边切换第1臂和第2臂。

图13是用于说明电力变换器10的并联升压模式时的直流电源B1、B2的输出控制例的功能框图。此外，以下，对于以图13为首的各功能框图中的功能框，通过由控制装置100进行的软件处理和/或硬件处理，可实现其功能。

参照图13，在并联升压模式下，与专利文献2的并联连接模式同样地，能够将直流电源B1、B2中的一者的输出控制(电压控制)成补偿输出电压VH的电压偏差ΔV(ΔV＝VH*-VH)，并且将直流电源B1、B2中的另一者的输出控制(电流控制)成补偿电流I[1]或I[2]的电流偏差。例如电流控制的指令值(Io*)可以设定成控制该电源的输出电力。

作为一例，并联升压模式下的变换器控制部250对电力变换器10进行控制，以对直流电源B1的输出进行电压控制，另一方面，对直流电源B2的输出进行电流控制。在该情况下，若使用直流电源B2的电力指令值P[2]*和电压V[2]并设定成Io*＝P[2]*/V[2]，则能够按照电力指令值P[2]*来控制直流电源B2的输入输出电压。

变换器控制部250包括减法部252、254、用于控制直流电源B1的输出的控制器210、用于控制直流电源B2的输出的控制器220、PWM控制部230、以及载波产生部240。

减法部252运算电压控制用的电压偏差ΔV(ΔV＝VH*-VH)。控制器210通过用于补偿电压偏差ΔV的反馈控制(例如PI控制)来运算直流电源B1的输出占空比DT1(以下简称为占空比DT1)。此外，也可以进一步反映根据直流电源B1的电压V[1]与电压指令值VH*的电压比求出的理论升压比，来运算占空比DT1。

减法部254运算电流控制用的电流偏差ΔI(ΔI＝Io*-I[2])。控制器220通过用于补偿电流偏差ΔI的反馈控制(例如PI控制)来运算直流电源B2的输出占空比DT2(以下简称占空比DT2)。此外，也可以进一步反映根据直流电源B2的电压V[2]与电压指令值VH*的电压比求出的理论升压比，来运算占空比DT2。

载波产生部240产生直流电源B1的控制所使用的载波CW1和直流电源B2的控制所使用的CW2。PWM控制部230通过将基于占空比DT1与载波CW1之间的比较而得到的PWM控制、以及基于载波CW2与占空比DT2之间的比较而得到的PWM控制进行组合，来生成控制信号SG1～SG5。载波CW1、CW2具有与开关频率相当的同一频率。

图14中示出了用于说明并联连接模式下的PWM控制部230的动作的波形图。

参照图14，针对直流电源B1，通过基于载波CW1与占空比DT1之间的电压比较而得的PWM控制来生成控制脉冲信号SD1、/SD1。在DT1>CW1的期间内，控制脉冲信号SD1被设定成高电平，而在CW1>DT1的期间内，控制脉冲信号SD1被设定成低电平。因此，与占空比DT1的上升相应地，控制脉冲信号SD1的高电平期间变长，控制脉冲信号/SD1的低电平期间变短。如上述，在控制脉冲信号SD1的高电平期间内，发出使直流电源B1的下臂接通的指令，因此，与占空比DT1的上升相应地，直流电源B1的输出增加。另一方面，与占空比DT1的下降相应地，直流电源B1的输出减少。

同样地，针对直流电源B2，也通过基于占空比DT2与载波CW2之间的电压比较而得的PWM控制来生成控制脉冲信号SD2、/SD2。与控制脉冲信号SD1、/SD1同样地，在DT2>CW2的期间内，控制脉冲信号SD2被设定成高电平，而在CW2>DT2的期间内，控制脉冲信号SD2被设定成低电平。在控制脉冲信号SD2的高电平期间内，发出使直流电源B2的下臂接通的指令，因此，与占空比DT2的上升相应地，直流电源B2的输出增加。另一方面，与占空比DT2的下降相应地，直流电源B2的输出减少。

按照图12所示的逻辑运算式并根据通过上述PWM控制而得到的控制脉冲信号SD1、/SD1、SD2、/SD2来生成控制信号SG1～SG5。在此，只要按照图12所示的逻辑式，与控制脉冲信号SD1的高/低电平和控制脉冲信号SD2的高/低电平的组合相应地，开关元件S1～S5的开关样式仅限于图15所示的4种样式。

图15是表示并联升压模式下的开关元件S1～S5的通断样式(开关样式)的一览表的图表。

参照图15，在时刻t0～t1之间，SD1＝SD2＝H。此时，如图15所示，控制信号SG1＝SG3＝L，而SG2＝SG4＝SG5＝H。因此，开关元件S5接通而在形成使用了第2臂的升压斩波电路的情况下，开关元件S1、S3断开，而开关元件S2、S4接通。

此时，根据图11可理解，第2臂中的B1L臂和B2L臂都接通。即，针对直流电源B1、B2中的每一个直流电源都发出使下臂接通的指令。因此，在时刻t0～t1之间，电抗器电流IL1、IL2这两者都上升。此外，根据图1的电路构成可知，电抗器电流IL1相当于直流电源B1的电流I[1]，电抗器电流IL2相当于直流电源B2的电流I[2]。

再次参照图14，在时刻t1，控制脉冲信号SD2从高电平向低电平变化，因此，在时刻t1～t2之间，SD1＝H、且SD2＝L。此时，如图15所示，控制信号SG2＝SG3＝H，而SG1＝SG4＝SG5＝L。因此，开关元件S5断开而在形成使用了第1臂的升压斩波电路的情况下，开关元件S2、S3接通，而开关元件S1、S4断开。

此时，根据图11可理解，第1臂中的B1L臂和B2U臂接通。即，对直流电源B1发出使下臂接通的指令，另一方面，对直流电源B2发出使上臂接通的指令。因此，在时刻t1～t2之间，电抗器电流IL1上升，而电抗器电流IL2下降。

再次参照图14，在时刻t2，控制脉冲信号SD1从高电平向低电平变化，因此，在时刻t2～t3之间，SD1＝SD2＝L。此时，如图15所示，控制信号SG2＝SG4＝L，而SG1＝SG3＝SG5＝H。因此，开关元件S5接通而在形成使用第2臂的升压斩波电路的情况下，开关元件S1、S3接通，而开关元件S2、S4断开。

此时，根据图11可理解，第2臂中的B1U臂和B2U臂接通。即，对直流电源B1、B2中的每一个都发出使上臂接通的指令。因此，在时刻t2～t3之间，电抗器电流IL1、IL2这两者都下降。

再次参照图14，在时刻t3，控制脉冲信号SD1从低电平向高电平变化，因此，在时刻t3～t4之间，SD1＝H、且SD2＝L。因此，通过再现时刻t0～t1之间的开关样式，从而在第1臂的使用下，开关元件S1～S5被控制，以使电抗器电流IL1上升，另一方面，使电抗器电流IL2下降。

此外，在图14的动作例，由于DT1>DT2，因此，不存在与时刻t0～t1之间相反地SD1＝L且SD2＝H的期间，但在该SD1＝L且SD2＝H的期间内，如图15所示，控制信号SG1＝SG4＝H，而SG2＝SG3＝SG5＝L。因此，开关元件S5断开而在形成使用第1臂的升压斩波电路的情况下，开关元件S1、S4接通，而开关元件S2、S3断开。

此时，根据图11可理解，第1臂中的B1U臂和B2L臂接通。即，对直流电源B2发出使下臂接通的指令，另一方面，对直流电源B1发出使上臂接通的指令。因此，可理解，在该期间内，开关元件S1～S5被控制，以使电抗器电流IL2上升，另一方面，使电抗器电流IL1下降。

对于图14中的时刻t4以后，也同样能够通过与占空比DT1、DT2相应的PWM控制来按照图15所示的开关样式控制开关元件S1～S5。

这样，根据按照实施方式1的电力变换器10，在并联升压模式下，根据直流电源B1、B2的输出控制的占空比DT1、DT2，并按照图12所示的逻辑式，来对开关元件S1～S5进行通断控制。由此，能够在自动地切换形成使用第1臂的升压斩波电路的期间以及形成使用第2臂的升压斩波电路的期间的同时，直流电源B1、B2相对于电力线PL、GL并联地执行DC/DC变换。

尤其是，能够通过基于占空比DT1、DT2进行的来自直流电源B1、B2的输出控制来对电力变换器10进行控制，以对直流电源B1、B2中的一者进行电压控制(将VH控制成VH*)、并且对直流电源B1、B2的另一者进行电流控制(将I[1]或I[2]控制成Io*)。由此，在并联升压模式下，针对整个电力变换器10对负载30的输入输出电力PL(负载电力PL)，对被电流控制的直流电源的输入输出电力进行控制，从而也能够间接地对被电压控制的直流电源的输入输出电力进行控制。

即，电力变换器10能够在并联升压模式下与专利文献2所记载的电力变换器中的并联连接模式同样地控制直流电源B1、B2之间的电力分配、且将输出电压VH控制成电压指令值VH*。

此外，直流电源B1、B2的输出控制并不限定于图13中的例示，占空比DT1、DT2的算出只要具有将输出电压VH控制成电压指令值VH*的功能，就能够以任意的形态执行。

作为安排(日文：アレンジ)的一例，为了将输出电压VH控制成电压指令值VH*，也可以基于从电力变换器10输入输出的所需电力Pr的算出来对直流电源B1、B2的输出进行电力控制(电流控制)。具体而言，可以按照将该所需电力Pr在直流电源B1、B2之间分配的电力指令值P1*、P2*来对直流电源B1、B2的输出电力进行控制(Pr＝P1*+P2*)。在并联升压模式下，能够在电力指令值P1*、P2*之间自由分配。在该情况下，在图13的控制构成中，控制器210、220可以通过以根据电力指令值P1*、P2*求出的、电流指令值I1*(I1*＝P1*/V[1])和I2*(I2*＝P2*/V[2])为基准值的电流I[1]、I[2]的反馈控制来算出占空比DT1、DT2。

如上述，电力变换器10能够在并联升压模式下控制直流电源B1、B2之间的电力分配。其结果，针对对负载30的总的输入输出电力PL，对于直流电源B1的输入输出电力P1和直流电源B2的输入输出电力P2，能够以PL＝P1+P2的方式控制电力分配。因此，在负载30的动力运行动作时(PL>0)，除了P1>0、P2>0之外，即使P1>0、P2＜0或、P1＜0，P2>0，也能够通过直流电源B1、B2整体来供给负载电力PL。相反，在负载30的再生动作时(PL＜0)，除了P1＜0、P2＜0之外，即使P1＜0、P2>0或、P1>0、P2＜0，也能够通过直流电源B1、B2整体接受负载电力PL。即，在并联升压模式下，能够控制电力变换器10以使直流电源B1、B2彼此不同地进行再生动作和动力运行动作。

(并联升压模式下的电力变换器的电力损失)

接着，详细地说明按照实施方式1的电力变换器10的并联升压模式下的电力损失减少效果。

电力变换器10在开关元件S5断开时、即在形成使用第1臂的升压斩波电路的情况下，如图5所示，与将两个升压斩波电路并联连接的电路构成、即专利文献1的电源系统是等效的。可理解，此时的开关元件S1～S5带来的电力损失与专利文献1的电力变换器是同等的。

另一方面，在专利文献2所示的电力变换器的并联连接模式下，两个直流电源的DC/DC变换的电流重叠地流于一部分的开关元件，从而担心导通损失会增加。即，在专利文献2的电力变换器的并联连接模式下，开关元件的电力损失有可能比专利文献1的电力变换器高。

与此相对，在按照实施方式1的电力变换器10中，如以下说明那样，设置上述的形成第2臂的期间，由此能够减少开关元件的导通损失。

再次参照图15，在电力变换器10中开关元件S5接通的情况、即形成使用第2臂的升压斩波电路的期间内，仅存在开关元件S2、S4、S5接通(S1、S3断开)的第1样式以及开关元件S1、S3、S5接通(S2、S4断开)的第2样式这两个样式。如上述，在第1样式下，直流电源B1、B2这两者的下臂都接通，在第2样式下，在直流电源B1、B2这两者的上臂都接通。

根据图8可理解，在第1样式(S2、S4、S5接通)下，成为开关元件S2、S4作为直流电源B1的下臂并经由开关元件S5而并联电连接于直流电源B1的正极端子与负极端子之间的构成。同时，开关元件S2、S4作为直流电源B2的下臂并经由开关元件S5而并联电连接于直流电源B2的正极端子与负极端子之间。

另外，在第2样式(S1、S3、S5接通)下，成为开关元件S1、S3作为直流电源B2的上臂并经由开关元件S5而并联电连接于节点N2与电力线PL之间的构成。同时，开关元件S1、S3作为直流电源B1的上臂并经由开关元件S5而并联电连接于节点N1与电力线PL之间。

在第2臂形成时，作为直流电源B1、B2的上臂或下臂，利用多个开关元件并联连接所带来的分流效果和电抗器电流IL1、IL2的相互抵消效果，可抑制开关元件的电力损失。电流相互抵消效果的行为因电抗器电流IL1、IL2的方向(正/负)而不同。

图16示出了说明电力变换器10中的电抗器电流IL1和IL2的方向的组合的概念图。

参照图16，根据电抗器电流IL1、IL2的正/负的组合，电力变换器10的动作区域分成直流电源B1、B2这两者都进行动力运行动作的区域(IL1>0，IL2>0)、直流电源B1进行再生动作而直流电源B2进行动力运行动作的区域(IL1＜0，IL2>0)、直流电源B1、B2这两者都进行再生动作的区域(IL1＜0，IL2＜0)、以及直流电源B1进行动力运行动作而直流电源B2进行再生动作的区域(IL1>0，IL2＜0)。

接着，使用图17A、17B和图18A、18B说明第2臂形成时的电流行为。图17A、17B中示出了第1样式(B1、B2都是下臂接通)下的电流行为。另一方面，图18A、18B示出了第2样式(B1、B2都是上臂接通)下的电流行为。

图17A中示出了直流电源B1、B2这两者都进行动力运行动作的IL1>0、IL2>0时的电流行为。在第1样式下，接通状态的开关元件S2、S4、S5在节点N1、N2以及电力线GL之间连接成环状。在该状态下，开关元件S2、S4、S5中的每一个开关元件成为沿着双向与二极管并联连接的状态，因此，电抗器电流IL1、IL2的路径根据节点N1、N2的电位关系而变化。

在此，在导通而有电流流经的状态的二极管中的每一个二极管中产生了大致相同大小的正向电压。因此，呈环状连接的开关元件S2、S4、S5的全部不产生有电流流经的状态(导通状态)。这是因为，若大致同等的3个电压形成环状的闭路，则无论各电压是怎样的方向，基尔霍夫电压定律都不成立。因此，开关元件S2、S4、S5中的任一个均自然地成为非导通而处于不通过电流的状态。

如图17A所示，在IL1>0、IL2>0的情况下，IL1、IL2向节点N1、N2流入。对于该电流方向，开关元件S5成为非导通，开关元件S2、S4成为导通状态。这是因为，若假定开关元件S5导通且开关元件S2、S5或开关元件S4、S5导通，则剩余的开关元件S4或S2也不得不导通，成为与上述基尔霍夫的电压定律矛盾的状态。

更详细而言，对于图17A的电流方向，若假定开关元件S4、S5为导通状态、开关元件S2为非导通状态的情况，则开关元件S4、S5的正向电压之和施加于开关元件S2，因此，无法使开关元件S2为非导通。同样地，若假定开关元件S2、S5为导通状态、开关元件S4为非导通状态的情况，则开关元件S2、S5的正向电压之和施加于开关元件S4，因此，无法使开关元件S4为非导通。因此，不会产生与基尔霍夫的电压定律矛盾的、开关元件S5导通的电路状态。

因此，对于电抗器电流IL1，虽然在开关样式上能够向经由开关元件S2的电流路径115a和经由开关元件S5、S4的电流路径115b分流，但实际上电抗器电流IL1仅流经电流路径115a。同样地，对于电抗器电流IL2，虽然在开关样式上能够向经由开关元件S5、S2的电流路径116a和经由开关元件S4的电流路径116b分流，但实际上电抗器电流IL2仅流经电流路径116b。

其结果，对于开关元件S5，I(S5)＝0，而对于开关元件S2，I(S2)＝IL1，对于开关元件S4，I(S4)＝IL2。因此，在IL1>0、IL2>0的情况下，不产生分流效果和电流消除效果，开关元件的电力损失与第1臂形成时、即专利文献1是同样的。

在直流电源B1、B2这两者均进行再生动作的IL1＜0、IL2＜0的情况下，通过将图17A中的电流路径反转而形成，因此，关于开关元件的通过电流，也不产生分流效果和电流消除效果。即，开关元件中的电力损失与图17A的情况是同样的。

图17B中示出了电抗器电流IL1和IL2的朝向(正/负)相反时的电流行为。作为一例，示出了直流电源B1进行动力运行动作、另一方面直流电源B2进行再生动作的情况(IL1>0、IL2＜0)。在该情况下，IL1流入节点N1，另一方面，IL2从节点N2流出。

对于该电流方向，对于电抗器电流IL1能够分流的电流路径115a、115b和电抗器电流IL2能够分流的电流路径116a#、116b#，在开关元件S2、S4中，电抗器电流IL1和IL2相互抵消。

如也在图17A中所说明的那样，开关元件S2、S4、S5不会全部成为导通状态。因此，电抗器电流IL1、IL2中的绝对值较大的电流分流，而绝对值较小的电流不分流而仅通过经由开关元件S5的电流路径。

在|IL1|＜|IL2|时，电抗器电流IL1不分流仅形成电流路径115b。另一方面，电抗器电流IL2向电流路径116a#和116b#分流。此时，电流路径116a#的电流IL2a以按照基尔霍夫电压定律使开关元件S2为非导通状态的方式自然调整成IL2a+IL1＝0。

图19中示出了图17B中的各部分的电流值。

参照图17B和图19，电抗器电流IL1不流经电流路径115b，其全部流量流经电流路径115a。关于电抗器电流IL2，在电流路径116a#中，为了使开关元件S2为非导通而产生与-IL1相当的电流量。另一方面，剩余的电流量IL1+IL2(IL1>0，IL2＜0)流经电流路径116b#。

其结果，对于开关元件S2，I(S2)＝IL1+(-IL1)＝0，对于开关元件S4，I(S4)＝IL1+IL2(IL1>0，IL2＜0)，对于开关元件S5，I(S5)＝-IL1。

相反，在|IL1|>|IL2|时，电抗器电流IL2不分流而仅形成电流路径116b#。另一方面，电抗器电流IL1向电流路径115a、115b分流。此时，电流路径115b的电流IL1b以按照基尔霍夫电压定律使开关元件S4为非导通状态的方式自然地调整成IL1b+IL2＝0。

因此，如图19所示，关于电抗器电流IL2，电流不流经电流路径116a#，IL2全部流量流经电流路径116b#。关于电抗器电流IL1，在电流路径115b中，为了使开关元件S4非导通而产生与-IL2相当的电流量。另一方面，剩余的电流量IL1+IL2(IL1>0、IL2＜0)流经电流路径115a。

其结果，对于开关元件S4，I(S4)＝IL2+(-IL2)＝0，对于开关元件S2，I(S2)＝IL1+IL2(IL1>0，IL2＜0)，对于开关元件S5，I(S5)＝-IL2。

此外，与图17B相反，在直流电源B1进行再生动作、而直流电源B2进行动力运行动作的情况、即IL1＜0、IL2>0的情况下，IL1从节点N1流出，而IL2流入节点N2。因此，通过将图17B中的电流路径反转地形成，从而对于开关元件的通过电流，产生分流效果和电流消除效果。即，开关元件的电力损失与图17B的情况是同样的。

接下来，使用图18A、18B说明第2样式(B1、B2都是上臂接通)的电流行为。

图18A与图17A同样地示出了直流电源B1、B2这两者都进行动力运行动作的IL1>0、IL2>0时的电流行为。在第2样式下，接通状态的开关元件S1、S3、S5呈环状连接于节点N1、N2以及电力线GL之间。

然而，对于开关元件S1、S3、S5，也是根据基尔霍夫电压定律可知某一个会成为非导通而成为不通过电流的状态。在IL1>0、IL2>0的情况下，IL1、IL2流入节点N1、N2。对于该电流方向，开关元件S5成为非导通，开关元件S1、S3成为导通状态。

这是因为，对于图18A的电流方向，若假定开关元件S1、S5为导通状态、开关元件S3为非导通状态的情况，则开关元件S1、S5的正向电压之和被施加于开关元件S3，因此，无法使开关元件S3为非导通。同样地，若假定开关元件S3、S5为导通状态、开关元件S1为非导通状态的情况，则开关元件S3、S5的正向电压之和被施加于开关元件S1，因此，无法使开关元件S1为非导通。可理解：其结果不会产生开关元件S5导通且开关元件S1、S5或开关元件S3、S5导通的电路状态。

因此，对于电抗器电流IL1，虽然在开关样式上能够向经由开关元件S1的电流路径117a和经由开关元件S5、S3的电流路径117b分流，但实际上电抗器电流IL1仅流经电流路径117a。同样地，对于电抗器电流IL2，虽然在开关样式上能够向经由开关元件S5、S1的电流路径118a和经由开关元件S3的电流路径118b分流，但实际上电抗器电流IL2仅流经电流路径118b。

其结果，对于开关元件S5，I(S5)＝0，另一方面，对于开关元件S1，I(S1)＝IL1，对于开关元件S3，I(S3)＝IL2。因此，在IL1>0、IL2>0的情况下，不产生分流效果和电流消除效果，开关元件的电力损失与第1臂形成时、即专利文献1是同样的。

在直流电源B1、B2这两者都进行再生动作的IL1＜0、IL2＜0的情况下，通过将图18A中的电流路径反转而形成，因此，对于开关元件的通过电流，也不产生分流效果和电流消除效果。即，开关元件的电力损失与图18A的情况是同样的。

图18B中示出了电抗器电流IL1和IL2的方向(正/负)相反时的电流行为。作为一例，示出了直流电源B1进行动力运行动作、而直流电源B2进行再生动作的情况(IL1>0，IL2＜0)。在该情况下，IL1向节点N1流入，另一方面，IL2从节点N2流出。

对于该电流方向，电抗器电流IL1能够分流的电流路径117a、117b和电抗器电流IL2能够分流的电流路径118a#、118b#，在开关元件S1、S3中的每一个开关元件处，电抗器电流IL1和IL2相互抵消。

如也在图18A中所说明的那样，开关元件S1、S3、S5不会全部成为导通状态。因此，电抗器电流IL1、IL2中的绝对值较大的电流分流，而绝对值较小的电流不分流而仅通过经由开关元件S5的电流路径。

在|IL1|＜|IL2|时，电抗器电流IL1不分流而仅形成电流路径117b。另一方面，电抗器电流IL2向电流路径118a#和1118b#分流。此时，电流路径118a#的电流IL2a以使开关元件S1为非导通状态的方式自然地调整成IL2a+IL1＝0。

图20中示出了图18B中的各部分的电流值。

参照图18B和图20，电抗器电流IL1的电流不流经电流路径117b，电抗器电流IL1的全部流量流经电流路径117a。关于电抗器电流IL2，在电流路径118a#中，为了使开关元件S1为非导通而产生与-IL1相当的电流量。另一方面，剩余的电流量IL1+IL2(IL1>0，IL2＜0)流经电流路径118b#。

其结果，对于开关元件S1，I(S1)＝IL1+(-IL1)＝0，对于开关元件S3，I(S3)＝IL1+IL2(IL1>0、IL2＜0)，对于开关元件S5，I(S5)＝-IL1。

相反，在|IL1|>|IL2|时，电抗器电流IL2不分流而仅形成电流路径118b#。另一方面，电抗器电流IL1向电流路径115a和115b分流。此时，电流路径115b的电流IL1b以使开关元件S4为非导通状态的方式自然地调整成IL1b+IL2＝0。

因此，如图20所示，关于电抗器电流IL2，电流不流经电流路径118a#，IL2的全部流量流经电流路径118b#。关于电抗器电流IL1，在电流路径117b中，为了使开关元件S3为非导通而产生与-IL2相当的电流量。另一方面，剩余的电流量IL1+IL2(IL1>0，IL2＜0)流经电流路径117a。

其结果，对于开关元件S3，I(S3)＝IL2+(-IL2)＝0，对于开关元件S1，I(S1)＝IL1+IL2(IL1>0、IL2＜0)，对于开关元件S5，I(S5)＝-IL2。

此外，与图18B相反，在直流电源B1进行再生动作、而直流电源B2进行动力运行动作的情况、即IL1＜0、IL2>0的情况下，IL1从节点N1流出，另一方面IL2流入节点N2。因此，通过使图18B中的电流路径反转而形成，从而对于开关元件的通过电流，产生分流效果和电流消除效果。即，开关元件的电力损失与图18B的情况是同样的。

其结果，根据图19和20可理解，在第2臂形成时，在电抗器电流IL1、IL2的方向(正/负)不同时(IL1>0、IL2＜0、或IL1＜0、IL2>0)，开关元件的电流(绝对值)之和成为|IL1|+|IL1+IL2|、或|IL2|+|IL1+IL2|。在此，IL1和IL2的符号不同，因此，|IL1+IL2|≤|IL1|且|IL1+IL2|≤|IL2|成立。因此，可理解，可将由电流和电压之积表示的开关元件的电力损失(导通损失)抑制得比开关元件的电流(绝对值)之和成为|IL1|+|IL2|的、第1臂形成时和专利文献1少。

整理以上说明的、电力变换器10的并联升压模式下的开关元件的电力损失可得出，在第1臂形成时和第2臂形成时，在电抗器电流IL1、IL2的方向(正/负)相同时，开关元件的电力损失与两个升压斩波电路独立地并联动作的专利文献1是同等的。

另一方面，在第2臂形成时，电抗器电流IL1、IL2的方向(正/负)不同时，由于伴随分流所产生的电流消除效果，开关元件的电力损失(导通损失)相比于第1臂形成时和专利文献1而言降低。

接着，将按照本实施方式的电力变换器10的并联升压模式下的开关元件的电流与专利文献2所记载的电力变换器的并联连接模式下的开关元件的电流进行比较。

图21是用于说明在作为比较例示出的电力变换器10#中针对直流电源B1、B2中的一者使上臂接通、而针对另一者使下臂接通时的电流路径的电路图。

参照图21，在电力变换器10#中，开关元件Q3、Q4作为直流电源B1的下臂发挥功能，另一方面，开关元件Q1、Q4作为直流电源B2的上臂发挥功能。因此，在B1L臂(直流电源B1的下臂)和B2U臂(直流电源B2的上臂)接通时，按照两者的逻辑或运算，开关元件Q1、Q3和Q4接通。

由此，形成电抗器电流IL1通过开关元件Q3、Q4的电流路径121。形成电抗器电流IL2通过开关元件Q1、Q4(二极管D1、D4)的电流路径132。因此，对于开关元件Q1，I(Q1)＝IL2，对于开关元件Q2，I(Q2)＝0，对于开关元件S3，I(Q3)＝IL1，对于开关元件Q4，电流I(Q4)＝IL1-IL2。

另一方面，在B1U臂(直流电源B1的上臂)和B2L臂(直流电源B2的下臂)接通时，按照两者的逻辑或运算，开关元件Q1、Q2和Q3接通。

由此，形成电抗器电流IL2通过开关元件Q2、Q3的电流路径131。形成电抗器电流IL1通过开关元件Q1、Q2(二极管D1、D2)的电流路径122。因此，对于开关元件Q1，I(Q1)＝IL1，对于开关元件Q2，I(Q2)＝IL1-IL2，对于开关元件S3，I(Q3)＝IL2，对于开关元件Q4，电流I(Q4)＝0。

其结果，如图22所示，在直流电源B1、B2中的一者中使上臂接通、在另一者中使下臂接通时，开关元件Q1～Q4的电流(绝对值)之和成为|IL1|+|IL2|+|IL1-IL2|。在此，无论IL1、IL2的符号如何，|IL1-IL2|≥0。尤其是，|IL1-IL2|在IL1和IL2的朝向(正/负)不同时会增大。

图23是用于说明在作为比较例示出的电力变换器10#中在直流电源B1、B2这两者中使上臂或下臂接通时的电流路径的电路图。

参照图23，在电力变换器10#中，在B1L臂和B2L臂接通时，按照两者的逻辑或运算，开关元件Q2、Q3和Q4接通。

由此，形成电抗器电流IL1通过开关元件Q3、Q4的电流路径121。形成电抗器电流IL2通过开关元件Q2、Q3的电流路径131。因此，对于开关元件Q1，I(Q1)＝0，对于开关元件Q2，I(Q2)＝IL2，对于开关元件S3，I(Q3)＝IL1+IL2，对于开关元件Q4，电流I(Q4)＝IL1。

另一方面，在B1U臂和B2U臂接通时，按照两者的逻辑或运算，开关元件Q1、Q2和Q4接通。

由此，形成电抗器电流IL1通过开关元件Q1、Q2(二极管D1、D2)的电流路径122。形成电抗器电流IL2通过开关元件Q1、Q4(二极管D1、D4)的电流路径132。因此，对于开关元件Q1，I(Q1)＝IL1+IL2，对于开关元件Q2，I(Q2)＝IL1，对于开关元件S3，I(Q3)＝0，对于开关元件Q4，电流I(Q4)＝IL2。

其结果，如图22所示，在直流电源B1、B2这两者中使上臂或下臂共同地接通时，开关元件Q1～Q4的电流(绝对值)之和成为|IL1|+|IL2|+|IL1+IL2|。在此，无论IL1、IL2的符号如何，|IL1+IL2|≥0。尤其是，|IL1+IL2|在IL1和IL2的方向(正/负)相同时会增大。

这样，在比较例的电力变换器10#中，在并联连接模式下的动作时，开关元件的电流(绝对值)之和成为|IL1|+|IL2|以上。因此，可理解，专利文献2的电力变换器10#的并联连接模式下的开关元件的电力损失(尤其是，导通损失)与开关元件的电流(绝对值)之和为|IL1|+|IL2|的专利文献1、以及电力变换器10的第1臂形成时相比较大。

整理以上内容可得出，在按照本实施方式的电力变换器10的并联升压模式下，第1臂形成时的开关元件的电力损失(导通损失)与专利文献1的电力变换器是同等的、但比专利文献2的电力变换器的并联连接模式低。

另外，在电力变换器10的第2臂形成时，在电抗器电流IL1、IL2的朝向(正/负)相同时，开关元件的电力损失(导通损失)与第1臂形成时和专利文献1的电力变换器是同等的。

而且，在电力变换器10的第2臂形成时，在电抗器电流IL1、IL2的方向(正/负)不同时，由于伴随着分流而产生的电流消除效果，开关元件的电力损失(导通损失和开关损失)相比于第1臂形成时和专利文献1而言降低。

因此，在形成第2臂的整个期间内，即使在直流电源B1、B2的动力运行/再生动作相同的情况下，开关元件的导通损失也与使用了第1臂的升压斩波电路的导通损失(即专利文献1的电力变换器的导通损失)是同等的。并且，只要至少存在直流电源B1、B2彼此不同地进行动力运行动作和再生动作的期间，则开关元件的导通损失就比第1臂形成时减少。

根据以上内容，按照本实施方式的电力变换器10，通过在并联升压模式下自动地一并使用使用第1臂的升压斩波电路(图5)和使用第2臂的升压斩波电路(图8)的形态，能够使直流电源B1和B2与电力线PL、GL(负载30)并联地执行DC/DC变换。

并且，通过设置第2臂的形成期间(开关元件S5的接通期间)，能够使开关元件的导通损失比使用了第1臂的升压斩波电路的导通损失小。因此，在电力变换器10的并联升压模式下，通过与专利文献1、2的电力变换器相比抑制开关元件的导通损失，能够使DC/DC变换高效率化。

尤其是，本实施方式的电力变换器10适合于由于以不同的特性构成直流电源B1、B2从而B1、B2的动作(动力运行/再生)不同的期间较长的电源系统。例如在为了单纯地提升容量而将直流电源B1、B2并联使用的电源系统中，与负载30的动作状态相应地，B1、B2这两者执行动力运行动作(放电)或再生动作(充电)的期间变长。与此相对，在使直流电源B1、B2中的一者以一定输出来工作、而将另一者活用作电力缓冲器那样的电源系统中，B1、B2的动作(动力运行/再生)不同的期间变长，因此，通过应用本实施方式的电力变换器10，能够有效地享有开关元件的电力损失(尤其是，导通损失)的减少效果。

[实施方式1的变形例]

如上述，在按照实施方式1的电力变换器10中，通过设置形成第2臂的期间，可减少开关元件的电力损失(导通损失)。另一方面，根据图11、12、15等可理解，形成具有第2臂的升压斩波电路限定于在控制脉冲信号SD1和SD2的电平相同的期间。

因此，在占空比DT1和DT2恒定的条件下，通过尽可能延长控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑电平相同的期间，能够进一步抑制开关元件的电力损失。

在实施方式1的变形例中，在直流电源B1、B2的输出控制用的PWM控制中，通过控制电抗器电流IL1、IL2的相位，使电力变换器10的电力损失进一步减少。

图24是用于说明实施方式1的PWM控制的第1例的波形图。在图24的例子中，应用PWM控制中所使用的载波的相位控制(以下也称为“载波相位控制”)。

参照图24，在应用载波相位控制时，载波产生部240(图13)在直流电源B1的PWM控制所使用的的载波CW1与直流电源B2的PWM控制所使用的载波CW2之间设置相位差φ。在图24中，例示φ＝180度的情况。

与此相对，在图14所示的动作波形中，载波CW1和CW2是同一频率且同一相位。换言之，在图14中，φ＝0度。

在设置有相位差φ的条件下，控制脉冲信号SD1、/SD1也通过基于载波CW1与占空比DT1之间的电压比较而实现的PWM控制来生成。同样地，控制脉冲信号SD2、/SD2通过基于载波CW2与占空比DT2之间的电压比较而实现的PWM控制来生成。

在图24中，占空比DT1、DT2是与图14相同的值。因此，图24的控制脉冲信号SD1与图14的控制脉冲信号SD1相比较，虽然相位不同，但高电平期间的长度相同。同样地，对于图24的控制脉冲信号SD2也是：与图14的控制脉冲信号SD2相比较，虽然相位不同，但高电平期间的长度相同。

通过在载波CW1与CW2之间设置相位差φ，图24的控制信号SG1～SG5成为与图14的控制信号SG1～SG5不同的波形。根据图14与图24的比较可理解，通过使载波CW1与CW2之间的相位差φ变化，电抗器电流IL1、IL2的相位关系(电流相位)也变化。

另一方面，可理解，对于相同的占空比DT1、DT2，电流IL1和IL2的平均值在图14和图24之间是同等的。即，直流电源B1、B2的输出由占空比DT1、DT2控制，即使使载波CW1、CW2之间的相位差φ变化，也不会产生影响。

因此，在本实施方式1的变形例中，通过适当地调整载波CW1、CW2之间的相位差φ的载波相位控制，可谋求电力变换器10的并联升压模式下的、开关元件的电力损失(尤其是，导通损失)的减少。

如在实施方式1中所说明的那样，在电力变换器10的并联升压模式下，通过形成第2臂，能够减少开关元件的电力损失。另一方面，根据图12所示的逻辑运算式可理解，通过开关元件S5的接通而能够使用第2臂的期间限定于控制脉冲信号SD1、SD2的逻辑电平相同的期间。

因此，在控制脉冲信号SD1、SD2的高电平期间的长度分别由占空比DT1、DT2规定的情况下，只要调整脉冲相位以使两控制脉冲信号间的逻辑电平相同的期间变得更长，就能够延长电力变换器10的并联升压模式下的第2臂的使用期间。由此，能够进一步减少电力变换器10的并联升压模式的电力损失。

图25是用于说明按照实施方式1的变形例的载波相位控制的动作例的波形图。

参照图25，即使在控制脉冲信号SD1、SD2的高电平期间分别相同的情况下，通过调整相位差φ，使控制脉冲信号SD1、SD2的逻辑电平相同的期间变化。如图25所示，在相位差φ＝φ*时，控制脉冲信号SD1从低电平向高电平迁移的正时和控制脉冲信号SD2从低电平向高电平迁移的正时成为同相位(时刻tb)。此时，能够确保控制脉冲信号SD1、SD2的逻辑电平相同的期间、即控制信号SG5的高电平期间为最长。以下，将带来这样的相位关系的相位差φ*也称为最佳相位差φ*。

根据图14所示的相位差φ＝0时的控制信号SG5的波形与图25所示的相位差φ＝φ*时的控制信号SG5的波形之间的比较可理解，通过载波相位控制，从而在占空比DT1、DT2相同的PWM控制的情况下，能够确保控制信号SG5的高电平期间、即通过开关元件S5的接通而形成第2臂的期间为最长。

此外，与图25的例子相反，在设定相位差φ以使控制脉冲信号SD1从高电平向低电平迁移的正时(时刻td)与控制脉冲信号SD2从高电平向低电平迁移的正时成为同相位的情况下，也能够同样地确保控制脉冲信号SD1、SD2的逻辑电平相同的期间。即，也能够使此时的相位差φ为最佳相位差φ*。

如图25所示，在控制脉冲信号SD1(SD2)从低电平向高电平变化的正时，电抗器电流IL1(IL2)也从下降转为上升。即，电抗器电流IL1(IL2)极小。相反，在控制脉冲信号SD1(SD2)从高电平向低电平变化的正时，电抗器电流IL1(IL2)也从上升转为下降。即，电抗器电流IL1(IL2)极大。

这样，控制脉冲信号SD1、SD2的逻辑电平迁移的正时与电抗器电流IL1、IL2的拐点(极大点或极小点)相对应。因此，若设定成相位差φ＝φ*以使控制脉冲信号SD1、SD2的逻辑电平的迁移正时一致，则电抗器电流IL1、IL2的拐点成为同一正时。具体而言，电抗器电流IL1、IL2的极小点彼此或极大点彼此成为同一正时。通过如此控制电抗器电流IL1、IL2的相位，能够如上述那样使第2臂的使用期间为最大。

根据图14和图24、25也可理解，控制脉冲信号SD1、SD2的波形由占空比DT1、DT2决定。因此，可理解，能够实现图25那样的控制脉冲SD1、SD2间的关系和IL1、IL2的电流相位的最佳相位差φ*也根据占空比DT1、DT2而变化。

因此，能够预先求出占空比DT1、DT2与最佳相位差φ*之间的关系，并且将该对应关系预先作为映射(以下也称为“相位差映射”)或函数式(以下也称为“相位差算出式”)而存储于控制装置100。

因此，在选择电力变换器10的并联升压模式时，载波产生部240(图13)可以基于由控制器210、220(图13)算出的占空比DT1、DT2并参照上述相位差映射或相位差算出式来设定最佳相位差φ*。而且，载波产生部240以具有设定好的最佳相位差φ*的方式产生同一频率的载波CW1、CW2。

在PWM控制部230(图13)中，如图25所示，在控制脉冲信号SD1、SD2之间以逻辑电平(高/低电平)不同的期间成为最大那样的相位关系生成控制脉冲信号SD1、SD2。而且，按照图12所示的门逻辑式进一步生成控制信号SG1～SG5。

另外，根据图24和图25的比较可知，通过上述的电流相位控制，也能够减少开关元件S5的通断次数，因此，也能够减少开关元件S5的开关损失。

图26示出了用于实现与图25同等的电流相位控制的、按照实施方式1的变形例的PWM控制的第2例。

将图26与图25进行比较，在图26的PWM控制中，由同一频率且相位(边缘正时)同步的两个锯齿波构成载波CW1、CW2。

即使载波CW1、CW2由锯齿波构成，相对于同一值的占空比DT1、DT2的、控制脉冲信号SD1、SD2的高电平期间长度也相同。

另一方面，通过载波CW1、CW2由锯齿波构成，在各周期的边缘正时(时刻tb、te)，能够使控制脉冲信号SD1、SD2迁移。即，能够在该边缘正时使电抗器电流IL1、IL2产生拐点。

使电抗器电流IL1、IL2产生极大点和极小点中的哪一个拐点取决于使锯齿波成为右上形状和右下形状的哪一种形状。在图26的例子中，通过使载波CW1、CW2这两者都由右上形状的锯齿波构成，从而在各周期的边缘正时(时刻tb、te)，电抗器电流IL1、IL2这两者都产生了极小点。由此，电抗器电流IL1、IL2的极小点彼此成为同一正时。

另一方面，通过使载波CW1、CW2这两者都由右下形状的锯齿波构成，能够在各周期的边缘正时(时刻tb、te)使电抗器电流IL1、IL2这两者都产生极大点。由此，能够使电抗器电流IL1、IL2的极大点彼此为同一正时。

这样，若载波CW1、CW2应用边缘正时同步的同一频率的锯齿波，则即使使载波CW1、CW2的相位固定，也就能够与图25同样地控制电抗器电流IL1、IL2的相位。

这样，通过按照实施方式1的变形例的PWM控制(图24或图26)来控制电力变换器10，从而在相同的占空比DT1、DT2的情况下，开关元件S1～S5的通断被控制成使得开关元件S5的接通期间、也就是使用第2臂的期间为最长。由此，在电抗器电流IL1、IL2之间，也电流相位被控制成使得极小点或极大点成为同一正时。

其结果，在相同的占空比DT1、DT2的情况下，能够确保使用开关元件的导通损失较低的第2臂的期间，并且减少开关元件S5的通断次数，因此，通过抑制开关元件的电力损失(导通损失和开关损失)，能够使电力变换器10的并联升压模式下的DC/DC变换进一步高效率化。

[实施方式2]

在实施方式2中，说明在实施方式1中进行了说明的电力变换器10的电路构成的变形例。具体而言，示出了图1所示的电力变换器10的开关元件S5由双向开关构成的变形例。

图27是用于说明按照实施方式2的电力变换器11的构成的电路图。

参照图27，电力变换器11与图1所示的电力变换器10相比较，作为连接于节点N1、N2之间的半导体元件，在替代开关元件S5而具有双向开关SB5这一点不同。即，双向开关SB5与“第5半导体元件SM5”相对应。电力变换器11的其他构成与电力变换器10是同样的，因此，不反复进行详细的说明。

双向开关SB5具有串联地电连接于节点N1、N2之间的二极管D5a和开关元件S5a。二极管D5a以从节点N1朝向节点N2的方向为正向，电连接于节点N1、N2之间。

双向开关SB5还具有串联电连接于节点N1、N2之间的二极管D5b和开关元件S5b。二极管D5b和开关元件S5b在节点N1、N2之间与二极管D5a和开关元件S5a并联地连接。二极管D5b以从节点N2朝向节点N1的方向为正向，电连接于节点N1、N2之间。

分别根据来自控制装置100(图1)的控制信号SG5a、SG5b而对开关元件S5a、S5b进行通断控制。

在双向开关SB5中，若开关元件S5a接通，则通过二极管D5a而沿着从节点N1朝向N2的方向形成电流路径。另一方面，若开关元件S5a断开，则从节点N1朝向N2的方向的电流路径被切断。

另外，若开关元件S5b接通，则通过二极管D5b而沿着从节点N2朝向N1的方向形成电流路径。另一方面，若开关元件S5b断开，则从节点N2朝向N1的方向的电流路径被切断。

图28中示出了用于对电力变换器11的并联升压模式下的开关元件S1～S4、S5a、S5b进行通断控制的门逻辑式。

参照图28，按照与电力变换器10的并联升压模式下的与图12共通的门逻辑式对开关元件S1～S4进行通断控制。

即，开关元件S2与控制脉冲信号SD1相应地通断，而开关元件S1与控制脉冲信号/SD1相应地通断。同样地，开关元件S4与控制脉冲信号SD2相应地通断，而开关元件S3与控制脉冲信号/SD2相应地通断。

开关元件S5a、S5b能够按照与电力变换器10的开关元件S5共通的门逻辑式共同地通断。即，能够进行如下控制：在开关元件S5的接通期间内，开关元件S5a、S5b均接通，而在开关元件S5的断开期间内，开关元件S5a、S5b均断开。即，开关元件S5a、S5b的每一个均能够按照控制脉冲信号SD1、SD2的同或(XNOR)进行通断。

另一方面，在并联升压模式下，在使B1U臂(开关元件Q1接通)和B2L臂(开关元件Q4)这两者均接通的期间内，为了不形成从电力线PL向GL的短路路径，需要切断从节点N1朝向N2的电流路径。另一方面，若将该期间排除，则无需切断从节点N1朝向N2的电流路径。因此，开关元件S5a也可以按照控制脉冲信号SD1、/SD2的或(OR)进行通断。

同样地，在使B1L臂(开关元件Q2)和B2U臂(开关元件Q3)这两者均接通的期间内，需要切断从节点N2朝向N1的电流路径。另一方面，若将该期间排除，则无需切断从节点N2朝向N1的电流路径。因此，开关元件S5b也可以按照控制脉冲信号/SD1、SD2的或(OR)进行通断。

这样，对于按照实施方式2的电力变换器11(图27)，也能够应用与电力变换器10同样的并联升压模式。即，能够通过具有形成第2臂的期间的形态，使直流电源B1和B2与电力线PL、GL(负载30)并联地执行DC/DC变换。

在按照实施方式2的电力变换器11中，也通过设置第2臂的形成期间(开关元件S5的接通期间)，能够使开关元件的导通损失比使用了第1臂的升压斩波电路的导通损失小。因此，通过将按照实施方式1的变形例的PWM控制也应用于按照实施方式2的电力变换器11，能够提高开关元件的电力损失(导通损失)的减少效果。

此外，应用于电力变换器11的双向开关的构成并不限定于图27所例示的构成。即，只要构成为能够分别独立地控制双方向的电流路径的形成和切断，就能够将任意的构成的半导体元件用作双向开关SB5。

[实施方式3]

在实施方式3中，说明在实施方式1、2中进行了说明的电力变换器10、11的除并联升压模式以外的动作模式。

图29是表示应用于电力变换器10、11的多个动作模式的一览表的图表。

参照图29，多个动作模式大致分成按照电压指令值VH*控制输出电压VH的“升压模式”、使开关元件S1～S5(S5a、S5b)的通断固定而将直流电源B1和/或B2与电力线PL、GL电连接的“直接连结模式”。

升压模式包括上述的并联升压模式。在并联升压模式下，通过按照图12所示的门逻辑式对电力变换器10的开关元件S1～S5进行通断控制，能够在直流电源B1、B2与电力线PL、GL(负载30)之间并联地执行DC/DC变换。同样地，通过按照图28所示的门逻辑式对电力变换器11的开关元件S1～S5a、S5b进行通断控制，能够在直流电源B1、B2与电力线PL、GL(负载30)之间并联地执行DC/DC变换。此外，在并联升压模式下，能够一边控制直流电源B1、B2之间的电力分配比、一边按照电压指令值VH*控制输出电压VH。

另一方面，在电力变换器10、11中，不存在能够将直流电源B1、B2串联连接于电力线PL、GL之间的、开关元件S1～S5(S5a、S5b)的通断样式。因此，在电力变换器10、11中，不存在与专利文献2中的“串联连接模式”相对应的动作模式。

而且，升压模式包括仅使用直流电源B1而在电力线PL、GL(负载30)之间进行DC/DC变换的“基于直流电源B1进行的升压模式(以下称为B1升压模式)”、以及仅使用直流电源B2而在电力线PL、GL(负载30)之间进行DC/DC变换的“基于直流电源B2进行的升压模式(以下称为B2升压模式)”。

在B1升压模式下，只要输出电压VH被控制为比V[2]高，就维持将直流电源B2与电力线PL电切离的状态而设为不使用。在B1升压模式下，仅构成针对直流电源B1的升压斩波电路(第1臂)。因此，在通过开关元件S5(S5a、S5b)的断开固定而将节点N1、N2之间的电流路径切断的状态下，将开关元件S3、S4固定成断开，另一方面，分别与基于用于控制直流电源B1的输出的占空比DT1而得的控制脉冲信号/SD1、SD1相应地，对开关元件S1、S2进行通断控制。

同样地，在B2升压模式下，只要输出电压VH被控制为比V[1]高，就维持将直流电源B1与电力线PL电切离的状态而设为不使用。

在B2升压模式下，仅构成针对直流电源B2的升压斩波电路(第1臂)。因此，在通过开关元件S5(S5a、S5b)的断开固定而将节点N1、N2之间的电流路径切断的状态下，将开关元件S1、S2固定成断开，另一方面，分别与基于用于控制直流电源B2的输出的占空比DT2而得的控制脉冲信号/SD2、SD2相应地，对开关元件S3和S4进行通断控制。

此外，在B1升压模式和B2升压模式下，算出占空比DT1或DT2，以按照电压指令值VH*对输出电压VH进行控制(电压控制)。这样，在属于升压模式的动作模式中的每一个动作模式中，按照电压指令值VH*控制输出电压VH。

另一方面，直接连结模式包括仅针对直流电源B1形成与电力线PL、GL之间的电流路径的“直流电源B1的直接连结模式(以下称为B1直接连结模式)”、仅针对直流电源B2而在该直流电源B2与电力线PL、GL之间形成电流路径的“直流电源B2的直接连结模式(以下称为B2直接连结模式)”。

在B1直接连结模式下，在通过开关元件S5(S5a、S5b)的断开固定而将节点N1、N2之间的电流路径切断的状态下，开关元件S1被固定成接通，而开关元件S2～S4被固定成断开。由此，直流电源B2成为被从电力线PL、GL之间切离的状态，因此，输出电压VH与直流电源B1的电压V[1]同等(VH＝V[1])。在B1直接连结模式下，直流电源B2维持从电力线PL、GL之间电切离的状态而设为不使用。此外，若在V[2]>V[1]的状态下应用B1直接连结模式，则经由开关元件S1和二极管D3地从直流电源B2向B1产生短路电流。因此，对于B1直接连结模式的应用而言，V[1]>V[2]为必要条件。

同样地，在B2直接连结模式下，在通过开关元件S5(S5a、S5b)的断开固定而将节点N1、N2之间的电流路径切断的状态下，开关元件S3固定成接通，而开关元件S1、S2、S4固定成断开。由此，直流电源B1成为被从电力线PL、GL之间切离的状态，因此，输出电压VH与直流电源B2的电压V[2]同等(VH＝V[2])。在B2直接连结模式下，直流电源B1维持从电力线PL、GL电切离的状态而设为不使用。此外，若在V[1]>V[2]的状态下应用B2直接连结模式，则经由二极管D1和开关元件S3从直流电源B1向B2产生短路电流。因此，对于B2直接连结模式的应用而言，V[2]>V[1]为必要条件。

此外，在V[1]和V[2]同等的情况下，也可以选择维持将直流电源B1、B2并联电连接于电力线PL、GL之间的状态的“并联直接连结模式”。在并联直接连结模式下，在通过开关元件S5(S5a、S5b)的断开固定而将节点N1、N2之间的电流路径切断的状态下，将开关元件S1、S3固定成接通，而将开关元件S2、S4固定成断开。由此，输出电压VH与V[1]和V[2]同等。V[1]和V[2]之间的电压差使直流电源B1、B2之间产生短路电流，因此，限定于该电压差较小时，能够应用并联直接连结模式。

在直接连结模式所包含的动作模式的每一个动作模式中，输出电压VH取决于直流电源B1、B2的电压V[1]、V[2]，因此无法直接控制。因此，在直接连结模式所包含的各动作模式中，由于输出电压VH无法设定为适于负载30的动作的电压，从而存在负载30的电力损失增加的可能性。

另一方面，在直接连结模式下，各开关元件S1～S5(S5a、S5b)不进行通断，因此，电力变换器10、11的电力损失(与通断相伴的开关损失)受到抑制。因此，由于负载30的动作状态的不同，从而存在如下可能性：电力变换器10、11的电力损失减少量比负载30的电力损失增加量多，因此，通过应用直接连结模式，能够抑制电源系统5整体的电力损失。

这样，在电力变换器10、11中，通过切换开关元件S1～S5(S5a、S5b)的开关样式，能够在选择性地应用图29所示的多个动作模式的同时，控制输出电压VH。

此外，图29中，并联升压模式与“第1模式”相对应，B1升压模式与“第2模式”相对应，B2升压模式与“第3模式”相对应。而且，B1直接连结模式与“第4模式”相对应，B2直接连结模式与“第5模式”相对应。而且，并联直接连结模式与“第6模式”相对应。

[实施方式4]

在实施方式4中，说明电力变换器10、11的构成的进一步的变形例。在实施方式1、2(电力变换器10、11)中，对第1半导体元件SM1～第4半导体元件SM4的每一个均由开关元件S1～S4和反向并联二极管D1～D4的对构成的例子进行了说明。另外，对于第5半导体元件SM5，示出了由没有设置反向并联二极管的开关元件S5(实施方式1)或、用于构成双向开关的开关元件S5a、S5b的对(实施方式2)构成的例子。

即，在电力变换器10、11中，例示了第1半导体元件SM1～第5半导体元件SM5的全部具备能够控制电流路径的形成(接通)和切断(断开)的开关元件的构成。在这些构成例中，能够针对直流电源B1、B2这两者应用再生充电。

然而，在不对直流电源B1、B2中的一者进行再生充电的构成中，第1半导体元件SM1～第4半导体元件SM4的一部分能够通过省略开关元件或二极管中的任一个来简化构造。即，就仅第1半导体元件SM1～第5半导体元件SM5中的一部分设为具有上述开关元件的构成而言，在原理上也是可能的。

例如，在以不对直流电源B1进行再生充电而仅使之放电(动力运行)的方式使用直流电源B1的情况下，能够替代图1所示的电力变换器10而使用图30所示的电力变换器12a的构成。

参照图30，在电力变换器12a中，与图1所示的电力变换器10相比较，能够省略配置用于对直流电源B1的再生进行控制的开关元件S1。即，节点N1与电力线PL之间的第1半导体元件SM1能够仅由二极管D1构成。在电力变换器12a中，开关元件S2～S5的通断也按照图12(并联升压模式)或图29(其他模式)控制。而且，在电力变换器12a中，有可能能够也省略主要为了确保针对直流电源B1的再生电流的路径而配置的二极管D2。

同样地，在以不对直流电源B2进行再生充电、而仅使之放电(动力运行)的方式使用直流电源B2的情况下，能够使用图31所示的电力变换器13a的构成。参照图31，在电力变换器13a中，与图1所示的电力变换器10相比较，能够省略用于对直流电源B2的再生进行控制的开关元件S3的配置。即，节点N2与电力线GL之间的第3半导体元件SM3能够仅由二极管D3构成。在电力变换器13a中，开关元件S1、S2、S4、S5的通断也按照图12(并联升压模式)或、图29(其他模式)来控制。而且，在电力变换器13a中，有可能性能够也省略主要为了确保针对直流电源B2的再生电流的路径而配置的二极管D4。

接着，在按照实施方式2的电力变换器11(图28)中，说明不对直流电源B1、B2中的一者进行再生充电时的变形例。

在以不对直流电源B1进行再生充电、而使之仅放电(动力运行)的方式使用直流电源B1的情况下，也可以替代图27所示的电力变换器11而使用图32所示的电力变换器12b的构成。

参照图32，在电力变换器12b中，与图30所示的电力变换器12a相比较，替代开关元件S5而仅配置双向开关SB5中的开关元件S5a和二极管D5a。由此，可控制从节点N1朝向N2的方向的电流路径的形成/切断。另一方面，无需形成相对于直流电源B1成为再生方向的、从节点N2朝向节点N1的电流路径，因此，无需配置双向开关SB5中的开关元件S5b和二极管D5b。即，在电力变换器12b中，与图27所示的电力变换器11的构成相比较，可省略用于对直流电源B1的再生进行控制的开关元件S1、开关元件S5b和二极管D5b的配置。另外，也能够与电力变换器12a(图30)同样地省略二极管D2。在电力变换器12b中，开关元件S2～S4、S5a的通断也按照图12(并联升压模式)或、图29(其他模式)来控制。

另外，在以不对直流电源B2进行再生充电、而仅使之放电(动力运行)的方式使用该直流电源B2的情况下，也能够替代图27所示的电力变换器11而使用图33所示的电力变换器13b的构成。

参照图33，在电力变换器13b中，与图31所示的电力变换器13a相比较，替代开关元件S5，仅配置双向开关SB5中的开关元件S5b和二极管D5b。由此，可控制从节点N2朝向N1的方向的电流路径的形成/切断。另一方面，无需形成相对于直流电源B2成为再生方向的、从节点N1朝向节点N2的电流路径，因此，无需配置双向开关SB5中的开关元件S5a和二极管D5a。即，在电力变换器13b中，与图27所示的电力变换器11的构成相比较，可省略用于对直流电源B2的再生进行控制的开关元件S3、开关元件S5a和二极管D5a的配置。另外，也能够与电力变换器13a(图31)同样地省略二极管D4。在电力变换器13b中，开关元件S1，S2、S4、S5b的通断也按照图12(并联升压模式)或、图29(其他模式)来控制。

此外，在原理上，电力变换器10、11也能够变形成与不对直流电源B1、B2这两者进行再生充电、仅使之放电(动力运行)来使用直流电源B1、B2这两者的情况相对应。在该情况下，能够将二极管D1、D3、开关元件S2、S4、以及开关元件S5(或、双向开关SB5)作为最小限度的构成要素来构成电力变换器10、11的变形例。

然而，如上述，电力变换器10、11在直流电源B1、B2彼此不同地进行动力运行动作和再生动作时，具有抑制开关元件的电力损失的效果。因此，对于上述那样的变形例，不作详细的说明。

此外，在本实施方式中，对于电力变换器10、11的构成，图示出了开关元件S1～S5(SB5)和电抗器L1、L2的连接关系而进行了说明，并不意味着电力变换器10、11的构成要素限定于这些元件。即，在本实施方式中，构成要素彼此“电连接”的记载包括在两要素间存在其他电路要素、连接器端子，经由该其他电路要素确保上述构成要素之间电连接的情况。

例如在图1或图27所例示的构成中，对于由直流电源B1、电抗器L1、开关元件S1、S2、和二极管D1、D2构成的通常的升压斩波电路，将剩余的电路部分(开关元件S3～S5(S5a，S5b)、二极管D3、D4、电抗器L2、和直流电源B2设为另一单元，在通过连接器端子将该单元电连接于上述升压斩波电路那样的构成的情况下，只要图示的电路要素间的电连接关系是同样的，就也可构成按照本实施方式的电力变换器和电源系统。

另外，加以确认地，存在如下要点，即在本实施方式中，负载30只要是通过直流电压(输出电压VH)而动作的设备即可，可以由任意设备构成。即，在本实施方式中，对负载30构成为包括电动车辆的行驶用电动机的例子进行了说明，但本发明的应用并不限定于这样的负载。

对本发明的实施方式进行了说明，但应该认为此次公开的实施方式在所有方面都是例示而不是限制性的内容。本发明的范围由权利要求书示出，意图在于包括与权利要求书同等的含义和范围内的所有变更。