推挽变换器的晶体管驱动控制方法及控制器与流程

本发明涉及一种推挽变换器，特别涉及推挽变换器的晶体管驱动控制方法及其控制器。

背景技术：

推挽式变换器电路结构简单，工作时变压器双向激磁，磁芯的利用率高，因此该变换器具有体积小、效率高且动态响应好的优点，在低电压输入、大电流输出以及输入输出需要电气隔离的场合被广泛应用。

图1所示电路是现有技术中常见的一种自激推挽式变换器，其采用了ROYER电路结构，输入滤波电容C1连接于电压输入端Vin和地Gnd之间，对输入电压进行滤波，滤波后的输入电压接入由电阻R1和电容C2组成的软启动电路，电阻R1与电容C2串联后接地，电阻R1的两端分别与电压输入端Vin以及为两个推挽晶体管TR1、TR2基极提供正反馈的耦合变压器T1原边线圈Nb1和Nb2的中心抽头连接；两个推挽晶体管TR1、TR2的发射极共地，两个集电极分别与耦合变压器T1的原边线圈Np1和Np2的两个端头连接，基极连接至耦合变压器T1的原边线圈Nb1和Nb2的两个端头，原边线圈Np1和Np2中的中心抽头连接电压输入端Vin；输出整流二极管D1、D2的阳极分别与耦合变压器T1的副边线圈Ns1和Ns2的两个端头连接，其阴极连接至输出端Vo+，耦合变压器T1的副边线圈Ns1和Ns2的中心抽头连接至输出端Vo-，C3为输出滤波电容，其两端分别连接于输出端Vo+和Vo-之间。

自激推挽式变换器利用三极管和磁芯的饱和特性实现自激振荡，当电源Vin接通时，由于软启动电路的作用，晶体管TR1和TR2的基极电压上升缓慢，此时推挽电路不会立即工作，其作用是为了避免启动瞬间输入滤波电容瞬时充电与推挽电路启动同时进行而导致较大的输入浪涌电流。

当软启动电容C2的电压上升至晶体管TR1和TR2基极的开启电压时，晶体管TR1和TR2均获得正向偏置而趋于导通，但由于两晶体管之间存在一定的差异性，因此必定会有其中一个晶体管流过较大的电流。假设TR1流过的电流较大，其集电极电流Ic1流过耦合变压器T1的原边线圈Np1将使变压器磁芯磁化，在其他线圈中产生感应电动势，由变压器原理可知，此时原边线圈Nb2两端会感应出“上负下正”的电压，该电压与电源电压相同，从而使TR1获得更大的基极电流，TR1更趋于导通，同理，原边线圈Nb1两端同样感应出“上负下正”的电压，该电压与电源电压反向，抑制了TR2的导通，慢慢趋于截止。

随着导通的时间延长，原边线圈Nb2的感应电动势将使TR1的集电极电流进一步增加，并使TR1很快达到饱和状态，此时晶体管TR1的导通压降下降至最低值，可认为输入电压Vin将全部加在原边线圈Np1的两端，因此流过原边绕组Np1的电流和由此产生的磁通也会线性增加。当耦合变压器T1的磁芯接近或达到其饱和值时，磁通变化率趋近于零,晶体管TR1集电极电流将急剧增加而产生电流尖峰，同时原边线圈Nb2上的感应电压下降，使晶体管TR1的基极电流减小，晶体管TR1退出饱和区从而进入至放大区，集电极电流迅速减少。此时，耦合变压器T1的所有绕组上的感应电压将反向，晶体管TR1将迅速从放大状态转变成截止状态，与此同时，从图1中各绕组同名端分析可知，耦合变压器T1的所有绕组上的感应电压反向后，刚好满足晶体管TR2迅速转入导通并饱和的条件。此工作过程不断重复进行，形成自激振荡。

以上为现有技术自激推挽式变换器的基本工作原理，此电路的振荡频率是电源电压的函数，可表示为：

式中：f为振荡频率，Bw为工作磁感应强度(T),N为线圈匝数，S为磁芯有效截面积。

通常在实际应用中，其稳态工作下的自激振荡频率一般设置在300KHz以下。但是在现有技术中，自激推挽式变换器均存在有以下不足之处：

1、启动过程出现高频振荡，且启动电流大。以图1为例，虽然现有技术方案有软启动功能，但只是做了延时处理，将启动瞬间给输入电容充电所需的能量和推挽电路启动过程所需能量分时进行，但本质上并无法解决推挽电路启动过程中启动电流大的问题。现有技术方案在启动时，由于输出电容初始电压为零，耦合变压器副边线圈Ns1和Ns2受输出电容电压的钳位，启动时电路不能进入正常的自激振荡状态，而是通过耦合变压器自身存在的漏感和寄生电容产生高频谐振，且谐振频率与晶体管的特征频率接近，导致启动瞬间晶体管TR1和TR2的集电极电流极大，电路设计时需要留有足够的余量，晶体管的可靠性难以保证。

在公开号为CN102082526A、名称为《一种自激推挽式变换器》的中国发明专利公开说明书中，0013段至0016段中也阐述了现有技术在启动过程中存在主要缺点，且提出一种通过在晶体管TR1和TR2两集电极之间并联一个电容的方式来控制启动过程中的高频振荡问题。但实际应用时此电容不能设置太大，因此启动过程产生的振荡频率通常只能控制在1MHz以上。

2、输出带容性负载能力差且短路保护功能的可靠性差。如果输出电容C3取值过大，在启动时，输出电容C3的初始电压为零，输出端相当于短路，耦合变压器的副边线圈因受输出电容的钳位而使电路无法进入正常的自激振荡状态，此时电路通过变压器自身存在的漏感和寄生电容产生高频谐振，受磁芯工作频率的限制，此过程耦合变压器的传输效率极低，输出端无法提供大电流让输出电容电压迅速上升。在轻负载条件下，会导致输出电压上升缓慢，启动时间长；而在负载较大时，则会出现启动不良的情况。

输出短路保护是开关电源变换器的一项重要功能，短路保护产生的输入功耗将直接决定了整个系统的可靠性。自激推挽式变换器输出端短路的工作过程与上述输出带容性负载启动的过程基本相同，短路期间电路将工作在高频谐振状态，此时晶体管TR1和TR2的集电极会存在极大的工作电流，此电流会引起晶体管瞬时发热而损坏，影响整个电路的可靠性。

在公开号为CN102710110A、名称为《一种自激推挽式变换器的短路保护方法》的中国发明专利公开说明书中，提出了现有自激推挽式变换器的短路保护实现方法，此技术主要通过调节变压器的漏感大小和增加启动电容的电容量使电路工作在间歇式的高频振荡状态，以减小短路保护过程中的输入平均功耗，提高电路的可靠性，其具体的工作原理在此就不再累述。但是，由于此方法需要根据实际情况对变压器的漏感进行调节，对变压器的制作要求较高，在大规模批量生产的情况下，会导致生产效率低，生产成本增加等问题。

技术实现要素：

本发明的目的是为了提高它激推挽变换器的可靠性，提出一种一套完整可靠的它激推挽变换器的晶体管驱动控制方法，使得变换器在异常状态下能进行有效的自我保护。

相应的，本发明的另一个目的是为了提高它激推挽变换器的可靠性，还提出一种它激推挽变换器的晶体管驱动控制器。

本发明提供的控制方法是：

一种推挽变换器的晶体管驱动控制方法，适用于对两个推挽晶体管的驱动控制，所述晶体管驱动控制方法为它激推挽式驱动控制方法，它激推挽式驱动控制方法，是产生两路准互补的时序信号，一路时序信号控制第一个晶体管的开关，另一路时序信号控制第二个晶体管的开关。

所述两路准互补控制信号是指两路时序信号在逻辑上相反，即一路处于有效电平时另一路处于无效电平，且它们处于有效电平的时间相同。两路有效电平之间有一小段时间它们同时处于无效电平。时序信号处于有效电平是对应晶体管开通的必要条件。

在每个晶体管开通时检测它的导通压降，若导通压降大于设定值则控制器处于限流驱动状态，并且计数一次；若导通压降小于设定值则控制器进入充分驱动状态。

所述限流驱动状态是指晶体管开通时由于它的驱动电压被限，使得通过晶体管的电流被限定在可靠范围内。

所述充分驱动状态是指晶体管开通时它的驱动电压足够高，处于充分导通状态。

当处于限流驱动状态的计数周期数达到设定值时，控制器进入保护状态。此时停止开通两个晶体管，并且开始计时进入保护状态的时间。当计时结束后再次唤醒控制器，开始互补驱动两路晶体管。

进一步地，本发明根据所述的控制方法提出一种它激推挽控制器，它包括：准互补脉宽发生器、第一驱动电路、第二驱动电路、驱动电源模块、输出短路检测与保护模块、第一晶体管、第二晶体管。准互补脉宽发生器的第一端口、第二端口、第三端口分别与第一驱动电路的第一端口、第二驱动电路的第一端口、输出短路检测与保护模块的第一端口相连；输出短路检测与保护模块的第二端口、第三端口、第四端口分别与第二晶体管的第二端口、驱动电源模块的第一端口、第一晶体管的第二端口相连；驱动电源模块的第二端口、第三端口分别与第二驱动电路的第三端口、第一驱动电路的第三端口相连；第一驱动电路的第二端口与第一晶体管的第三端口相连；第二驱动电路的第二端口与第二晶体管的第三端口相连；第一晶体管的第一端口与第二晶体管的第一端口相连。

本发明还提供一种推挽变换器的晶体管驱动控制器，适用于对两个推挽晶体管的驱动控制，包括准互补脉宽发生器，准互补脉宽发生器，产生两路准互补的时序信号,一路时序信号控制第一晶体管，另一路时序信号控制第二晶体管，来进行两个推挽晶体管的它激推挽式驱动控制。

优选的，所述的推挽变换器的晶体管驱动控制器，还包括检测驱动模块，在接收到准互补脉宽发生器的时序信号时，启动对晶体管的导通压降进行检测，并按照检测值的比较结果来进行晶体管的限流驱动\充分驱动控制。

优选的，所述检测驱动模块，在限流驱动状态，对其持续周期进行计数，并按照计数结果来进行晶体管限流驱动的保持/切换控制；切换限流驱动控制即进入保护模式控制，保护模式控制是停止准互补脉宽发生器的时序信号输出，即停止开启晶体管。

优选的，所述检测驱动模块，在保护模式状态，对其停止时间进行计时，并按照计时结果来进行晶体管保护模式的保持/复位控制；复位则恢复准互补脉宽发生器的时序信号的输出。

优选的，所述晶体管的限流驱动，是指提供给晶体管的驱动电量被限定得较低，以使晶体管处于限流工作状态。限流驱动状态即是晶体管开通时的驱动电量被限，使得通过晶体管的电流被限定在器件安全区范围值内。

优选的，所述晶体管的充分驱动，是指提供给晶体管的驱动电量足够高，以使晶体管处于充分导通状态。充分驱动状态即是晶体管工作在开关状态。

附图说明

图1为现有技术的自激推挽式变换器的电路原理图；

图2为传统推挽变换器功率部分电路图；

图3为推挽变换器功率管的理想驱动波形图；

图4为本发明第一实施例的推挽变换器的控制流程图；

图5为本发明第一实施例的推挽变换器的晶体管驱动控制器的电路原理框图；

图6为本发明第二实施例的推挽变换器的晶体管驱动控制器的电路原理框图。

具体实施方式

为了更好地理解本发明相对于现有技术所作出的改进，在对本发明的两种具体实施方式进行详细说明之前，先对背景技术部分所提到的现有技术结合附图加以说明，进而引出本案的发明构思。

图1所示电路是现有技术中常见的一种自激推挽式变换器，其采用了ROYER电路结构，由于自激推挽式变换器在启动过程、带容性负载和短路保护时，均难以保证晶体管(或称功率管)的正常工作，易导致变换器无法进入正常的自激振荡状态。

鉴于自激推挽变换器的不足，尝试采用他激推挽式控制策略来替代现有的自激推挽式控制策略。

如图2所示，为推挽式变换器的主功率电路，采用它激推挽式控制的基本工作原理是：两个功率MOS管的栅极Gate1和Gate2的驱动波形如图3所示，Gate1在t2～t3时段导通，Gate2在t4～t5时段导通，且这两个导通时段的时长相等，并且这两个导通时段之间还有一小段时间t3～t4两个功率管都不导通。也就是驱动电平在时序上是准互补的，即一个管子开通时另一个管子关断，但是在切换的交越处有一小段死区时间，以保证两个管子不同时导通而发生电流倒灌。当NM1导通时，变压器绕组NS2感应电动势通过二极管D2给输出电容充电；反之，当NM2导通时，变压器绕组NS1感应电动势通过二极管D1给输出电容充电。如此不断反复，在电源变换器的副边得到所需的供电电源。

然而这种它激推挽式变换器存在一个比较严重的缺点就是，在刚启动和输出短路时由于输出电容Co上没有电压，那么变压器原边绕组NP1和NP2被副边嵌位了，即它们两端不能再承担多余的电压。假设NP1＝NP2＝NS1＝NS2，那么在输出电压为零的情况下原边功率管导通，这时变压器上承担的电压大小是(NP1/NS1)*VBE＝VBE，其中VBE是输出二极管VD1(或VD2)的导通压降，大约为0.7V。功率管导通时它漏极的电压大小为Vin-VBE＝5V-0.7V＝4.3V，明显地，功率管工作在放大区，从而通过非常大的饱和电流，发热量很大，所以在启机时或输出短路时很容易损坏掉。

鉴于上述自激、他激推挽式变换器的两个功率管在切换交越处的一小段死区时间内，整个变换器的控制流程，并非按照理论设计的控制流程在运行，而是处于不确定的失控状态，导致变换器呈现随机、多变的各式各样的外在不良现象。目前针对推挽式变换器的改进皆是针对某个具体的不良现象，其改进结果多半是改善一个具体的不良问题，又冒出另一个新的问题，却未曾认识到导致整个推挽式变换器的诸多不良现象背后的晶体管控制策略本身的根本问题。

也就是说，现有推挽式变换器电路拓扑已臻成熟，各个器件均各司其职，难以通过器件、电路的局部结构改进来实现整个变换器的系统性优化。如不能基于对现有变换器的电路结构认识并突破结构性思考，就难以发现各个具体不良现象背后的系统性控制策略问题。

本发明正是突破结构性思考后，基于系统性控制策略问题的发现，而作出的改进，其基本改进思路是，从电路底层的控制策略入手，采用明确、可靠的他激推挽式控制策略来替代现有的自激推挽式控制策略，以彻底排除两个功率管在切换交越处的失控状态，从根本上完善变换器的运行秩序，形成明确、有序、可靠且完整的一套控制流程。

据此思路，本发明首先基于推挽变换器的晶体管驱动，进行它激推挽式驱动控制，它激推挽式驱动控制，是产生两路准互补的时序信号，一路时序信号控制第一晶体管，另一路时序信号控制第二晶体管。进而通过检测驱动模块，在接收到准互补脉宽发生器的时序信号时，启动对晶体管的导通压降进行检测，并按照检测值的比较结果来进行晶体管的限流驱动\充分驱动控制。

为了使本发明更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

实施例一

为了让人更容易理解本发明推挽变换器的晶体管驱动控制方法，本实施例用控制流程图来详细描述控制过程，如图4所示，容易看出其中存在3个循环状态，在不同的工作状况下处于不同的循环状态下：

在变换器刚启动时输出电容的电压为零，变换器首先进入的是第一种循环状态，即：开始→选择限流驱动方式→确定功率管驱动方式为限流驱动→按照限流驱动方式驱动所选功率管→检测功率管导通压降→判断出压降大于设定值→记录过压次数增加1次→次数未超出设定值→再次选择限流驱动，如此反复地循环。其中功率管优先选用晶体管。

如果变换器输出没有短路，输出电容的电压在这样不断循环充电中逐渐增加，等到功率管导通压降小于设定值时，变换器就会进入第二种循环状态，即：判断出功率管导通压降小于设定值→把驱动方式更改为充分驱动→确定功率管驱动方式为充分驱动→按照充分驱动方式驱动所选功率管→检测功率管导通压降→导通压降小于设定值，如此反复地循环。这就是启机后变换器的正常工作状态，功率管是被充分驱动的，即功率管工作于开关状态下，导通电阻小，损耗小而效率高。

如果变换器输出正处于短路状态，在第一种循环状态中始终检测到功率管的导通压降大于设定值，那么必然会有过压次数超过设定值，这时停止驱动功率管，并且开始记录停止驱动功率管的时间，待到计时结束后重新开始工作，从而又进入第一种循环状态。可见，如果一直处于输出短路状态下，变换器就会工作在第三种循环状态下，即：首先进入第一种循环工作状态→直到过压次数超过设定值→停止驱动并计时(休息状态)→再次进入第一种循环工作状态，如此不断地循环。

在第一种循环状态中为输出电容提供了足够的充电时间，避免了由于刚启机时由于输出电容上的电压过低而被误认为输出短路，从而导致启机异常；同时在第一种循环状态下功率管工作一直处于限流驱动状态，限流驱动状态即是功率管开通时的驱动电压被限，使得通过功率管的电流被限定在器件的安全区范围值内，避免了器件的过流冲击和发热过大；其中，安全区范围值按照该电流通路上最脆弱器件的参数来确定，在变换器的电流通路上，功率管是关键器件，即是易损器件，因此，变换器的限流驱动常常按照功率管的安全区范围值来设计，但如果电路有特殊要求，则电流通路上的最脆弱器件也可能是其他器件。在第二种循环状态中，功率管一直处于充分驱动状态，充分驱动状态即功率管工作在开关状态，导通压降非常小，保证了变换器的效率。在第三种循环状态中，进入休息状态时会把之前处于第一种循环工作状态下所产生的热量散发掉，之后才再次重新恢复工作。这三种循环状态可无死角切换，只要出现输出短路的异常情况就会进入第一种循环状态和第三种循环状态；当异常情况消失后，又会自动恢复到第二种循环状态。全面保证了变换器的可靠性，同时又不影响变换器正常工作时的性能。

如图5所示虚框100部分，为本发明推挽变换器的晶体管驱动控制器，它包括准互补脉宽发生器和连接在准互补脉宽发生器与功率管之间的检测驱动模块，检测驱动模块包括输出短路检测与保护模块、驱动电源模块、驱动电路1和驱动电路2。检测驱动模块在接收到准互补脉宽发生器的时序信号时，启动对晶体管的导通压降进行检测，并按照检测值的比较结果来进行晶体管的限流驱动\充分驱动控制。其中，准互补脉宽发生器包含端口101、102、103共三个端口；输出短路检测与保护模块包含端口104、105、106、107共四个端口；驱动电源模块包含端口108、109、110共三个端口；驱动电路1包含端口111、112、113共三个端口；驱动电路2包含端口114、115、116共三个端口。同时，还有两个功率管，它们各自包含三个端口。本实施例中，功率管选用MOS管。

各端口的连接关系和作用是：端口101与端口111相连，准互补脉宽发生器通过该连线选择需要驱动的功率管1；端口102与端口114相连，准互补脉宽发生器通过该连线选择需要驱动的功率管2；端口103与端口104相连，通过该连线准互补脉宽发生器通知输出短路检测与保护模块检测哪一个功率管的压降，在进入保护状态时，后者通知前者停止驱动任一功率管；输出短路检测与保护模块的端口107和端口105分别与功率管1的第二端口和功率管2的第二端口相连，用于检测两个功率管的导通压降；端口106和端口108相连，用以选择驱动电源模块输出电压的大小，在限流状态时提供的电压低，使功率管处于限流导通状态，在充分驱动状态时提供足够高的电压，使功率管充分导通而压降小。

本发明控制器的工作原理是：准互补脉宽发生器产生两路准互补的控制信号，分别控制第一和第二驱动电路输出驱动电压控制相应功率管的开启，同时为输出短路检测与保护模块提供控制时序信号。输出短路检测与保护模块在接收到的来自准互补脉宽发生器的控制时序信号检测对应功率管的导通压降，若导通压降小于设定值，则控制驱动电源模块提供高输出电压，那么驱动电路输出足够高的电压使得功率管充分导通；若导通压降大于设定值，则控制驱动电源模块提供低输出电压，因此驱动电路不能为功率管提供足够高的电压使得功率管处于限流工作状态。每次检测到功率管压降大于设定值都会计数一次，并且一旦出现小于设定值，计数器重新复位，如果在设定的时间内连续检测到功率管导通压降大于设定值，则进入保护状态，通知准互补脉宽发生器停止输出互补控制信号，即停止开启功率管，同时开始计时，等到计时结束后再次恢复准互补脉宽发生器的工作。

可见，在正常工作状态下，功率管是充分导通的，不影响推挽变换器的工作效率。在刚启动时和变换器输出短路时，由于变压器原边绕组被嵌位而失去电感的作用，功率管两端叠加较大的电压，这种状态被连续检测到就会进入保护状态，避免了在高电压大电流下被烧坏。还需注意到的是，在检测到功率管导通压降大于设定值时并不会立即进入保护状态，而仅仅使功率管处于限流驱动状态，只有在设定的时间内连续检测到导通压降过大才进入保护状态。因为变换器刚启动时输出电容上的电压很小，功率管的导通压降必然大于设定值，若一检测到压降大于设定值就进入保护状态，变换器就不能带输出电容启动了，只有给定合适的时间使电容充足够的电就不会误触发保护了。虽然在此段时间不立即进入保护状态，但是功率管处于限流驱动状态，在一定程度上遏制了热量的产生。

实施例二

如图6所示虚框200部分，为本发明推挽变换器的晶体管驱动控制器。与第一实施例相比，本实施例的不同之处在于，被驱动的功率管为三极管。因为三极管是电流驱动型的器件，所以相应的驱动电源模块变成驱动电流模块，在限流工作状态时它提供较小的驱动电流，而在充分驱动状态时它提供足够大的驱动电流使得三极管导通压降足够小。