独立充放时序单电感双输出开关变换器变频控制方法及其装置与流程

本发明涉及电力电子设备，尤其是一种单电感双输出开关变换器的控制方法及其装置。

背景技术：

随着智能移动设备的普及，开关电源正朝着高可靠、小尺寸、低成本和多输出等方向发展。单电感多输出开关变换器因其只需一个电感，极大地减少了多路输出系统所需磁芯的数量、降低了成本，备受学术界和工业界的关注。但由于单电感多输出开关变换器各条输出支路共用一个电感，通过电感将各条输出支路耦合在一起，当一条输出支路负载变化时，会通过电感电流影响到其它输出支路的输出，因而造成交叉影响。交叉影响较轻时会影响变换器的稳态性能，严重时会影响变换器的稳定性，已成为研究单电感多输出开关变换器的重要问题之一。为改善单电感多输出开关变换器输出支路存在交叉影响的缺点，近年来提出了一些新的控制方法，以抑制输出支路的交叉影响。

根据电感电流的工作模式，单电感双输出开关变换器可以分为：电感电流断续导电模式(discontinuous conduction mode,DCM)、伪连续导电模式(pseudo-continuous conduction mode,PCCM)和连续导电模式(continuous conduction mode,CCM)。根据单位周期内电感电流的工作时序，单电感双输出开关变换器又可以分为共享充放时序和独立充放时序。独立充放时序是指在每个开关周期内两条支路均独立充电和放电，共享充放时序是指每个开关周期内两条支路共享一次充电或共享一次放电。独立充放时序单电感双输出开关变换器工作于DCM时，消除了输出支路的交叉影响，但变换器的转换效率低、电感电流纹波大、带载能力差；工作于PCCM时，克服了电感电流纹波较大的缺点，但在续流开关工作阶段引入了额外的开关损耗和导通损耗，影响了变换器效率的提高；工作于CCM时，电感电流及输出电压纹波较小、变换器效率较高、带载能力较强，但输出支路之间的交叉影响严重。基于脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)的恒频控制技术是最为常见的单电感双输出开关变换器控制方法，但是，采用恒频控制的独立充放时序单电感双输出开关变换器工作于CCM时，若支路负载不平衡，则变换器会失去稳定，无法正常工作。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种单电感双输出开关变换器的控制方法及其装置，使之克服现有的独立充放时序单电感双输出开关变换器工作在CCM时的技术缺点，具有很好的瞬态响应、较低的交叉影响和较宽的负载范围，适用于多种拓扑结构的单电感双输出开关变换器。

本发明采用的技术方案如下：

独立充放时序单电感双输出开关变换器变频控制方法：在每个开关周期内，检测两条输出支路的电容电流，得到信号i_c1和i_c2，检测两条输出支路的输出电压，得到信号V_oa和V_ob；将i_C1和i_C2送入到加法器ADD产生信号i_C；将V_oa和电压基准值V_ref1送入到第一误差放大器EA1产生信号i_v1，将V_ob和电压基准值V_ref2送入到第二误差放大器EA2产生信号i_v2；将i_C、i_v1和i_v2送入第一脉冲信号产生器PGR生成信号RR，将i_C送入到第二脉冲信号产生器PGS生成信号SS；信号RR和信号SS经过第一触发器RS产生脉冲信号V_p1，用以控制变换器主开关管的导通和关断；信号SS经过第二触发器D产生脉冲信号V_p2和V_p3，用以控制变换器的两个支路开关管的导通和关断。

一种独立充放时序单电感双输出开关变换器变频控制装置：包括第一电流检测电路IS1、第二电流检测电路IS2、第一电压检测电路VS1、第二电压检测电路VS2、加法器ADD、第一误差放大器EA1、第二误差放大器EA2、第一脉冲产生器PGR、第二脉冲产生器PGS、第一触发器RS、第二触发器D、第一驱动电路DR1、第二驱动电路DR2和第三驱动电路DR3；所述的第一电流检测电路IS1、第二电流检测电路IS2与加法器ADD相连；加法器ADD与第二脉冲信号产生器PGS相连，第二脉冲信号产生器PGS与第一触发器RS的R端和第二触发器D的C1端相连；所述的第一电压检测电路VS1与第一误差放大器EA1相连，第二电压检测电路VS2与第二误差放大器EA2相连；第一误差放大器EA1、第二误差放大器EA2和加法器ADD均与第一脉冲信号产生器PGR相连，第一脉冲信号产生器PGR与第一触发器RS的S端相连；第一触发器RS的Q端连接第一驱动电路DR1，第二触发器D的Q1端连接第二驱动电路DR2，第二触发器D的Q端连接第三驱动电路DR3。

进一步地，所述的第一脉冲产生器PGR包括第一比较器CMP1和第二比较器CMP2，以及或门OR；第一误差放大器EA1的输出端和加法器ADD的输出端分别连接到第一比较器CMP1的输入端，第二误差放大器EA2的输出端和加法器ADD的输出端分别连接到第二比较器CMP2的输入端；比较器CMP1和CMP2的输出端分别连接到或门OR的输入端。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

一、本发明为独立充放时序单电感双输出开关变换器提供了一种简单可靠的控制方法，克服了传统的基于PWM控制的独立充放时序单电感双输出开关变换器只能在负载平衡时工作的缺点，负载范围更宽，稳定性更好，可靠性更高。

二、本发明的单电感双输出开关变换器在负载发生改变时，能够快速调节主开关管和支路开关管的导通和关断，输出电压纹波变化量小、调节时间短，瞬态响应性能高，两输出支路之间的交叉影响小，系统稳定性好。

三、本发明的单电感双输出开关变换器在输入电压发生改变时，能够快速调节主开关管和支路开关管的导通和关断，变换器的瞬态响应性能高，稳定性好。

附图说明

图1为本发明实施例一控制方法的电路结构框图。

图2为本发明实施例一的第一脉冲信号产生器PGR的电路结构框图。

图3为本发明实施例一的第二脉冲信号产生器PGS的电路结构框图。

图4为本发明实施例一的电路结构框图。

图5为本发明实施例一的单电感双输出开关变换器稳态工作时的主要波形示意图。

图6为本发明实施例一和电压型PWM控制的单电感双输出开关变换器在支路负载加载时的瞬态时域仿真波形。

图7为本发明实施例一和电压型PWM控制的单电感双输出开关变换器在支路负载减载时的瞬态时域仿真波形。

图8为本发明实施例一和电压型PWM控制的单电感双输出开关变换器在输入电压跳变时的瞬态时域仿真波形。

图9为本发明实施例二的电路结构框图。

图6中：(a)为本发明实施例一和电压型PWM控制的单电感双输出开关变换器在a支路加载时的瞬态时域仿真波形；(b)为本发明实施例一和电压型PWM控制的单电感双输出开关变换器在b支路加载时的瞬态时域仿真波形。

图7中：(a)为本发明实施例一和电压型PWM控制的单电感双输出开关变换器在a支路减载时的瞬态时域仿真波形；(b)为本发明实施例一和电压型PWM控制的单电感双输出开关变换器在b支路减载时的瞬态时域仿真波形。

图8中：(a)为本发明实施例一和电压型PWM控制的单电感双输出开关变换器在输入电压增大时的瞬态时域仿真波形；(b)为本发明实施例一和电压型PWM控制的单电感双输出开关变换器在输入电压减小时的瞬态时域仿真波形。

具体实施方式

下面通过具体的实例并结合附图对本发明做进一步详细的描述。

实施例一：

图1示出，本发明的一种具体实施方式为：独立充放时序单电感双输出开关变换器变频控制方法及其装置，其装置主要由第一电流检测电路IS1、第二电流检测电路IS2、第一电压检测电路VS1、第二电压检测电路VS2、加法器ADD、第一误差放大器EA1、第二误差放大器EA2、第一脉冲产生器PGR、第二脉冲产生器PGS、第一触发器RS、第二触发器D、第一驱动电路DR1、第二驱动电路DR2和第三驱动电路DR3组成；在每个开关周期内，检测两条支路的电容电流，得到信号i_c1和i_c2，检测两条支路的输出电压，得到信号V_oa和V_ob；将i_C1和i_C2送入到加法器ADD产生信号i_C；将V_oa和预设的电压基准值V_ref1送入到第一误差放大器EA1产生信号i_v1，将V_ob和预设的电压基准值V_ref2送入到第二误差放大器EA2产生信号i_v2；将i_C、i_v1和i_v2送入第一脉冲信号产生器PGR生成信号RR，将i_C送入到第二脉冲信号产生器PGS生成信号SS；信号RR和信号SS经过第一触发器RS产生脉冲信号V_p1，用以控制变换器主开关管的导通和关断；信号SS经过第二触发器D产生脉冲信号V_p2和V_p3，用以控制变换器支路开关管的导通和关断。

其中，第一脉冲信号产生器PGR用于产生主开关管的导通信号RR，第二脉冲信号产生器PGS用于产生主开关管的关断信号SS，同时信号SS是支路开关管的导通、关断信号；第一触发器采用RS触发器结构，第二触发器采用D触发器结构；第一误差放大器EA1用于产生控制a支路工作时电容电流谷值的信号i_v1，第二误差放大器EA2用于产生控制b支路工作时电容电流谷值的信号i_v2。

图2示出，本例的第一脉冲产生器PGR的具体组成为：由第一比较器CMP1和第二比较器CMP2，以及或门OR组成；比较器CMP1和CMP2的负极性端均接加法器ADD输出的变换器电容电流信号i_C，正极性端分别接误差放大器EA1、EA2的输出信号i_v1、i_v2；或门OR的输入端接比较器CMP1和CMP2的输出端。

图3示出，本例的第二脉冲产生器PGS的具体组成为：由第三比较器CMP3和电流控制器ICM组成；第三比较器CMP3的正极性端接加法器ADD的输出端信号i_C，负极性端接电流控制器ICM的输出端信号，即电容电流峰值控制信号I_p，其中电容电流峰值控制信号I_p为直接预设的电容电流峰值。

本例采用图4的装置，可方便、快速地实现上述控制方法。图4示出，本例单电感双输出开关变换器变频控制方法的装置，由变换器TD和开关管S₁、S_a、S_b的控制装置组成。

本例的装置其工作过程和原理是：

控制装置采用单电感双输出开关变换器变频控制的工作过程和原理是：图1、图4、图5示出，在开关周期内，当电容电流i_C上升到信号I_p时，第二脉冲产生器PGS的输出信号SS为高电平，即第二触发器D的C1端输入高电平，根据第二触发器D的工作原理：第二触发器D的Q1输出端信号V_p2为高电平，变换器支路开关管S_a导通，支路a工作，且V_p2在信号SS的下一个上升沿来临之前保持不变，第二触发器D的Q输出端脉冲信号V_p3的高低电平始终与V_p2相反；信号SS为高电平时，第一触发器RS的R端为高电平，根据第一触发器RS的工作原理：第一触发器RS的Q端输出信号V_p1为低电平，变换器主开关管S₁关断，电容电流i_C下降，当i_C下降到信号i_v1时，第一脉冲产生器PGR的输出信号RR为高电平，即第一触发器RS的S端为高电平，Q端输出信号V_p1变为高电平，S₁导通，电容电流i_C上升；当电容电流i_C再次上升到信号I_p时，信号SS为高电平，第二触发器D的Q1输出端信号V_p2为低电平，支路开关管S_a断开，第二触发器D的Q输出端信号V_p3为高电平，支路开关管S_b导通，支路b工作，此时，控制开关管S₁导通和关断的信号V_p1产生方法与支路a工作时V_p1的产生方法相同，区别在于电容电流i_C需下降到信号i_v2时，信号RR才翻转为高电平。

第一脉冲信号产生器PGR完成信号RR的产生和输出：图2示出，第一比较器CMP1将电容电流i_C与信号i_v1进行比较，当电容电流高于信号i_v1时，第一比较器CMP1的输出信号R1为低电平，反之，当i_C低于i_v1时，R1为高电平；第二比较器CMP2将电容电流i_C与信号i_v2进行比较，当电感电流高于信号i_v2时，第二比较器CMP2的输出信号R2为低电平，反之，当i_C低于i_v2时，R2为高电平；当信号R1或R2为高电平时，或门OR输出信号RR为高电平，否则，RR为低电平。

第二脉冲信号产生器PGS完成信号SS的产生和输出：图3示出，第三比较器CMP3将电容电流i_C同电流控制器ICM输出的信号I_p进行比较，当电容电流i_C高于信号I_p时，第三比较器CMP3输出信号SS为高电平，反之，当i_C低于I_p时，SS为低电平。

本例的变换器TD为单电感双输出Buck变换器。

用PSIM仿真软件对本例的方法进行时域仿真分析，结果如下。

图5为采用本发明的单电感双输出Buck变换器在稳态工作时，电容电流信号i_C、信号I_p、脉冲信号RR、脉冲信号SS及驱动信号之间的关系示意图。从图中可以看出，采用本发明的独立充放时序单电感双输出Buck变换器可以工作在电感电流连续导电模式。仿真条件：输入电压V_in＝20V，电压基准值V_ref1＝9V、V_ref2＝5V，信号I_p＝1.2A，电感L＝100μH，电容C₁＝C₂＝470μF(其等效串联电阻为50mΩ)、负载电阻R_oa＝9Ω、R_ob＝5Ω。

图6为采用本发明和电压型PWM控制的单电感双输出Buck变换器在输出支路加载时两输出支路输出电压的时域仿真波形，分图(a)、(b)分别对应输出支路a加载和输出支路b加载。从图6(a)中可以看出：在10ms时a支路负载加重，负载电流由1A阶跃变化至2A(此时b支路负载电流I_ob＝1A)。采用本发明时输出支路a、b的输出电压V_oa、V_ob，经过约2个开关周期的调节就重新进入稳态，且输出电压的瞬态变化量小。而采用电压型PWM控制的独立充放式CCM单电感双输出Buck变换器(开关频率为20kHz)，在输出支路负载加载时，变换器会严重失稳，无法正常工作。从图6(b)中可以看出：在输出支路b负载加载时(负载电流I_ob由1A阶跃变化至2A，I_oa＝1A)，采用本发明的变换器输出电压V_oa、V_ob，经过约1个开关周期的调节重新进入稳态，输出电压变化量小；采用电压型PWM控制的变换器在负载变化后则无法正常工作。由此可见：本发明的单电感双输出开关变换器在支路负载加载时，输出电压的调节时间短、输出电压变化量小。除负载电阻外，其它仿真条件与图5一致。

图7为采用本发明和电压型PWM控制的单电感双输出Buck变换器在输出支路减载时两输出支路输出电压的时域仿真波形，分图(a)、(b)分别对应输出支路a减载和输出支路b减载。从图7(a)中可以看出：在14ms时a支路负载加重，负载电流由2A阶跃变化至1A(此时b支路负载电流I_ob＝2A)。采用本发明时输出支路a、b的输出电压V_oa、V_ob，经过约2个开关周期的调节就重新进入稳态，且输出电压的瞬态变化量小。而采用电压型PWM控制的独立充放时序单电感双输出Buck变换器(开关频率为20kHz)，在输出支路负载减载时，变换器会严重失稳，无法正常工作。从图7(b)中可以看出：在输出支路b负载减载时(负载电流I_ob由2A阶跃变化至1A，I_oa＝2A)，采用本发明的变换器输出电压V_oa、V_ob，经过约1个开关周期的调节重新进入稳态，输出电压变化量小；采用电压型PWM控制的变换器在负载变化后无法正常工作。由此可见：本发明的单电感双输出开关变换器在支路减载时，输出电压的调节时间短、输出电压变化量小。仿真条件与图5一致。

由图6和图7可见，本发明的单电感双输出开关变换器在负载突变时，输出电压瞬态变化量小，调节时间短，负载瞬态性能好，并且本发明的单电感双输出开关变换器在一条输出支路负载突变时对另一条输出支路的交叉影响小；而采用电压型PWM控制的独立充放时序单电感双输出Buck变换器在输出支路负载不平衡时，变换器会严重失稳，无法正常工作。

图8为采用本发明和电压型PWM控制的单电感双输出开关变换器在输入电压突变时，两输出支路输出电压的瞬态时域仿真波形，分图(a)、(b)分别对应输入电压增加(输入电压V_in从20V→40V变化)和输入电压减小(输入电压V_in从40V→20V变化)。对比可知：输入电压变化时，采用本发明的开关变换器输出支路a、b的输出电压V_oa、V_ob，经过1～2个开关周期便重新进入稳态，输出电压瞬态变化量小。而电压型PWM控制单电感双输出开关变换器输出支路a、b的输出电压V_oa、V_ob在相应的时间内没有调节至稳态，调节时间长，且输出电压的波动量大。由此可见，本发明的单电感双输出开关变换器输入瞬态性能好，调节时间短，输出电压瞬态变化量小，抗输入波动能力强。仿真条件与图5一致。

实施例二

如图9所示，本发明实施例二与实施例一基本相同，不同之处是：本例控制的变换器TD为单电感双输出Boost变换器。

本发明除可用于以上实施例中的开关变换器外，也可用于单电感双输出Buck-Boost变换器、单电感双输出Bioplor变换器等多种多输出电路拓扑中。