一种有源电力滤波器计算量简化的谐振控制方法与流程

本发明属于有源电力滤波器电流控制技术领域，更为具体地讲，涉及一种有源电力滤波器计算量简化的谐振控制方法。

背景技术：

随着电力电子技术的飞速发展，非线性负载的应用导致了电网的谐波污染问题，为了解决电网日益严重的谐波问题，研制出了大量的有源电力滤波器。然而为了提高有源电力滤波器的谐波补偿精度，电流控制技术成为一个研究热点。

有源电力滤波器电流环控制策略主要包括滞环控制，比例积分(PI)控制，比例谐振控制与无差拍控制等。但滞环控制会导致开关应力过高与谐波补偿不精确，无差拍控制对参数的变化较为敏感，而PI控制与比例谐振控制无法处理复杂的谐波电流。多谐振控制能够实现选定谐波信号的零稳态误差跟踪，提高有源电力滤波器的谐波补偿精度。中国发明专利《一种有源电力滤波器的频率自适应改进型谐振控制方法》(专利号2014106798195)公开了一种有源电力滤波器的频率自适应改进型谐振控制方法，该方法通过锁相环实时改变谐振控制器的中心频率，这样克服了现有的控制方法频率适应范围较窄的缺陷，提高了频率适应的范围。中国发明专利《有源电力滤波器选择性谐波补偿控制方法》(专利号2013103707607)公开了一种基于频率自适应谐振控制器的有源电力滤波器选择性谐波补偿控制方法,该方法能够使实现对负载谐波电流进行指定次谐波补偿，并且在电网频率波动条件下，保持额定频率时的补偿效果。然而大量的并联谐振控制器会导致沉重的并行计算负担，增加计算延迟与内存空间占用等问题。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种有源电力滤波器计算量简化的谐振控制方法，能够减轻系统计算负担，从而减少计算延迟，并且能够减少内存空间占用，实现更经济的控制器。

为实现上述发明目的，本发明一种有源电力滤波器计算量简化的谐振控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、PLL锁相环模块根据电网电压u_g获取到电网电压的相位角θ和角频率ω₀；

(2)、abc-dq坐标变换模块根据相位角θ，将电网电压u_g从abc坐标系变换到dq坐标系下的电压u_gd、u_gq，同时将三电平VSI交流侧电流i₁从abc坐标系变换到dq坐标系下的电流i_1d、i_1q，然后再将负载电流i_L从abc坐标系变换到dq坐标系下的电流i_Ld、i_Lq；

(3)、计算输出有功电流给定值i_d^*

直流电压控制模块将三电平VSI直流侧电压的给定值u_dc^*和两电平VSI正母线与负母线之间的电压u_dc作差，将得到的差值进行PI控制，得到有功电流给定值i_d^*

(4)、利用频率自适应实时分次谐波检测方法将负载电流i_Ld、i_Lq进行谐波处理，得到谐波电流控制量i_Ldh、i_Lqh；

(5)、电流控制模块计算输出控制量u_d、u_q

(5.1)、计算电流误差Δi_d：将有功电流给定值i_d^*与谐波电流i_Ldh求和再与电流i_1d作差，得到

(5.2)、计算电流误差Δi_q：将谐波电流i_Lqh与电流i_1q作差，得到Δi_q＝i_Lqh-i_1q；

(5.3)、电流控制模块根据上述角频率ω₀与谐振控制器更新周期T_m，每间隔T_m时间，对谐振控制结果进行更新，得到谐振控制器输出控制量Δ'i_d与Δ'i_q；

(5.4)、在每个控制周期T_s内将电流误差Δi_d、Δi_q与当前的谐振控制输出结果Δ'i_d与Δ'i_q相加后，依次送入PI控制器得到输出控制量u_d、u_q；

(6)、电网电压前馈模块将步骤(2)所述电压u_gd、u_gq以及步骤(5.4)所述的输出控制量u_d、u_q进行叠加，得到控制量V_d、V_q；

(7)、abc-dq坐标变换模块根据上述相位角θ，将步骤(6)所述的控制量V_d、V_q从dq坐标系变换到abc坐标系下的控制量V_a、V_b、V_c；

(8)、SPWM模块根据步骤(7)所述的控制量V_a、V_b、V_c得到对应的开关控制信号，再用该开关控制信号来控制三电平VSI的各个IGBT的开通关断。

本发明的发明目的是这样实现的：

本发明一种有源电力滤波器计算量简化的谐振控制方法，通过应用多采样频率控制方法，降低谐振控制器的采样频率，减轻系统计算负担，减少计算延迟与内存空间占用；在实际的配置中，通过在电路控制器中增加了带相位补偿频率自适应的谐振控制器，能够在基本保持谐振控制效果条件下，提高了电网频率适应性和控制的稳定性，降低对处理器芯片的要求，从而可以采用更廉价和经济的控制器芯片。

附图说明

图1是有源电力滤波器的控制框图；

图2是本发明有源电力滤波器计算量简化的谐振控制方法的流程图；

图3是直流电压控制模块的原理框图；

图4是电流控制模块的原理框图；

图5是多频率谐振控制下APF的谐波补偿实验波形图；

图6是有无多频率谐振控制的稳态电流跟踪误差图；

图7是不同采样频率下谐振控制器的输出波形图；

图8是谐振控制器不同采样频率下的稳态电流跟踪误差图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

实施例

图1是有源电力滤波器的控制框图。

在本实施例中，如图1所示，有源电力滤波器包括主电路和控制器两部分，其中，图1的虚线部分以下为控制器部分。

主电路部分是由两电平VSI1、LCL滤波器2、非线性负载3组成。两电平VSI 1通过LCL滤波器2与电网相连，非线性负载3直接与电网相连，从而组成了一个完整的有源电力滤波器的主电路。

控制器部分包括：PLL锁相环模块4、abc-dq坐标变换模块5、直流电压控制模块6、谐波电流检测模块7、电流控制模块8、电网电压前馈模块9、dq-abc坐标变换模块10、SPWM模块11，构成了有源电力滤波器的控制部分。

图2是本发明有源电力滤波器计算量简化的谐振控制方法的流程图。

在本实施例中，如图2所示，一种有源电力滤波器计算量简化的谐振控制方法，包括以下步骤：

S1、PLL锁相环模块根据电网电压u_g获取到电网电压的相位角θ和角频率ω₀；

S2、abc-dq坐标变换模块根据相位角θ，将电网电压u_g从abc坐标系变换到dq坐标系下的电压u_gd、u_gq，同时将三电平VSI交流侧电流i₁从abc坐标系变换到dq坐标系下的电流i_1d、i_1q；

S3、计算输出有功电流给定值i_d^*

本实施例中，直流电压控制模块的原理框图如图3所示，直流电压控制模块将三电平VSI直流侧电压的给定值u_dc^*和两电平VSI正母线与负母线之间的电压u_dc作差，将得到的差值进行PI控制，得到有功电流给定值i_d^*；

S4、利用频率自适应实时分次谐波检测方法将负载电流i_L进行谐波选取得到谐波电流控制量i_Ldh、i_Lqh；

S5、电流控制模块计算输出控制量u_d、u_q

本实施例中，电流控制模块的原理框图如图4所示，主要计算步骤如下：

S5.1、计算电流误差Δi_d：将有功电流给定值i_d^*与谐波电流i_Ldh求和再与电流i_1d作差，得到

S5.2、计算电流误差Δi_q：将谐波电流i_Lqh与电流i_1q作差，得到Δi_q＝i_Lqh-i_1q；

S5.3、电流控制模块根据上述角频率ω₀与谐振控制器更新周期T_m，每间隔T_m时间，对谐振控制结果进行更新，得到谐振控制器输出控制量Δ'i_d与Δ'i_q；

S5.4、在每个控制(采样)周期T_s内将电流误差Δi_d、Δi_q与当前的谐振控制结果Δ'i_d与Δ'i_q相加后，依次送入PI控制器得到输出控制量u_d、u_q；

本实施例中，T_s为控制器的控制(采样)周期，谐振控制器的更新周期T_m＝mT_s，m≥2；假如设m＝4，则在一个T_m周期，即4个T_s周期内，谐振控制器只计算更新一次输出控制量Δ'i_d与Δ'i_q，并保持一个T_m周期不变。这样在一个Tm周期内的每个Ts周期，电流误差Δi_d、Δi_q都与当前的谐振控制器输出控制量Δ'i_d与Δ'i_q相加后，依次送入PI控制器得到输出控制量u_d、u_q；

如图4所示，在本实施例中电流控制模块是直接在离散域设计，它包括应用本发明简化后的谐振控制器与PI控制器。在图4中PI(K)为PI控制模块，为谐振控制模块。

在本实施例中，简化后的谐振控制器的传递函数为：

$G_{rh}\left(z_m\right)=K_{Ih}{T}_m\frac{cos\left({\mathrm{\φ}}_h\right)z_m^2-cos({\mathrm{\φ}}_h-{\mathrm{h\ω}}_0{T}_m)z_m}{z_m^2-2\cos \left({\mathrm{h\ω}}_0{T}_m\right)z_m+1}$

本实施例中，T_m＝mT_s为谐振控制器的更新周期；T_s为控制周期；ω₀为角频率；h为谐波次数；K_Ih为第h次谐波对应的积分参数；为第h次谐波对应的超前角度。

具体参数：T_m＝0.0002，T_s＝0.0001，ω₀＝100π，h取6、12(相当于abc坐标下5、7、11、13)，K_Ih均取400，分别1.86、2.71。

而PI控制器采用的传递函数为：

$PI\left(z\right)=K_P(1+\frac{K_{I}z}{z-1})$

其中，K_p为比例参数；K_I为积分参数。

具体参数：K_p＝4.5239，K_I＝0.0503。

针对上述谐振控制器参数整定较为复杂，本实施例应用冲击响应变换法(IMP)进行控制器离散化处理并进行参数整定，并且本实施例中谐振控制器采用不同于主控回路的采样周期，实现控制器的多采样频率谐振控制，降低谐振控制器的采样频率。

S6、电网电压前馈模块将步骤(2)所述电压u_gd、u_gq以及步骤S5.4所述的输出控制量u_d、u_q进行叠加，得到控制量V_d、V_q；

S7、abc-dq坐标变换模块根据上述相位角θ，将步骤S6所述的控制量V_d、V_q从dq坐标系变换到abc坐标系下的控制量V_a、V_b、V_c；

S8、SPWM模块根据步骤S7所述的控制量V_a、V_b、V_c得到对应的开关控制信号，再用该开关控制信号来控制三电平VSI的各个IGBT的开通关断。

本实施例中，图5给出实验波形，说明多频率谐振控制算法下APF的谐波补偿能力。其中(a)为谐波补偿前PCC电压，(b)为谐波补偿后PCC电压，(c)为负载电流，(d)为APF输出电流，(e)为电网侧电流。

如图5(c)所示，负载电流存在严重的谐波畸变，如果没有谐波补偿，PCC电压会被负载电流扭曲，如图5(a)所示。APF补偿了相应谐波后，则电网电流中只有高次谐波与基波中的有功部分，如图5(e)所示。而PCC电压也会更加正弦，如图5(b)所示。

在本实施例中，图6为有无多频率谐振控制器的稳态电流跟踪误差图。如图6(a)所示，没有多频率谐振控制情况的下，稳态电流的跟踪误差为2.2A，相对于参考电流(4A)的误差为55％；如图6(b)所示，有多频率谐振控制情况下，稳态电流的跟踪误差为1A，相对于参考电流(6A)的误差为16％。容性滤波器会放大负载电流的峰值，导致参考电流的不同。多频率谐振控制显著增强了控制环路的跟踪精度。

在本实施例中，图7为不同采样频率下谐振控制器的输出波形图。图中(a)(b)(c)分别为m＝1/2/3时，谐振控制器的输出波形图。如图所示，当m＝1(即谐振控制器采样频率为10kHz)时，谐振控制需在一个采样周期内实现；而m＝2/4(即谐振控制器采样频率将为5kHz/2.5kHz)时，谐振控制只需在2/4个采样周期内实现即可。并且谐振控制是在d-q坐标系下实现的，可进一步减少每个采样周期的计算负荷。当m＝2/4时，谐振控制器所占用的储存空间也减少为原来的50％/25％。

在本实施例中，图8是谐振控制器不同采样频率下的稳态电流跟踪误差图。图8(a)为m＝2，即谐振控制器采样频率为5kHz时的稳态电流跟踪误差图，跟踪误差从图6(b)中的1A增大到1.4A，图8(b)为m＝4，即谐振控制器采样频率为2.5KHz时的稳态电流跟踪误差图，跟踪误差达到1.6A。这说明，降低谐振控制器的采样频率，获得减轻计算负担，减少计算延时的同时，降低了控制环路的跟踪精度。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。