本发明涉及逆变器控制
技术领域：
，尤其涉及一种级联H桥多电平逆变器的控制方法。
背景技术：
：级联H桥逆变器，具有电压等级高、功率等级大、电能质量好、易于模块化扩展、容错能力强、控制策略简单、不存在电压不均衡等优点，可以直接高压并网，广泛应用于大容量高压变频调速技术中，其控制方法也成为近年来研究的热点之一。级联H桥逆变器通常都使用双闭环PI控制的方式进行并网，即电压外环、电流内环采用PI调节来确保直流侧电压的稳定并且调节逆变器输出的并网电流的幅值。现有的PI调节具有原理简单、稳定性好、动态响应快等诸多优点。但是PI控制对于交流信号不能实现无差跟踪，因此对于指令电流信号为交流信号的电流内环而言不能再使用PI控制，必须改进。技术实现要素：本发明提供了一种级联H桥多电平逆变器的控制方法，以解决现有的控制方法无法实现对交流信号的无静差跟踪的问题。本发明的具体技术方案如下：一种级联H桥多电平逆变器的控制方法，包括电压外环控制和电流内环控制的双闭环控制方式，其中：所述电压外环控制，采用输出电压瞬时值直接反馈，与数字控制器程序内的正弦表参考电压比较，电压调节器采用PI(比例积分)调节，所述电压调节器，用于控制各逆变器单元直流侧实际电压之和跟踪参考电压；所述电流内环控制，采用输出电感电流的反馈信号与电压控制器的输出电流进行比较，电流调节器采用PR(比例谐振)调节，所述电流调节器，用于使注入到电网的电流保持单位功率因数；所述双闭环控制方式，用于产生SPWM信号驱动所述级联H桥多电平逆变器的全桥电路，经输出滤波器得到正弦交流电输出，所述输出滤波器，用于消除高频电压谐波分量的影响。进一步地，所述PI调节，用于消除系统的稳态误差，提高系统的无差度，具有结构简单、稳定性好、工作可靠、调整方便的特点。优选地，所述PR调节，用于实现对交流信号的无静态误差跟踪，具有输出精度高，动态响应速度快的特点。优选地，所述输出滤波器采用LCL型滤波器，由滤波电感、滤波电容和网侧电感3部分组成，所述滤波电感用于对高频纹波分量进行分流，使逆变桥输出的高频分量尽可能多地流入电容支路，所述滤波电容用于为高频部分提供低阻通路，从而有效降低注入电网电流中的谐波电流分量，所述网侧电感和滤波电容用于对含有高次谐波的逆变器桥输出电流进行并联阻抗分流。进一步地，所述的LCL型滤波器采用无源阻尼法，所述无源阻尼法即在滤波回路中串入阻尼电阻，所述阻尼电阻用于防止输出回路发生谐振。本发明的级联H桥多电平逆变器的控制方法能够实现对交流信号的无静态误差跟踪，具有良好的输出特性和动态特性，对负载适应性强，对新能源并网和谐波补偿等技术问题具有较高的实用价值。附图说明图1为双闭环控制方式的结构示意图；图2为系统传递函数框图；图3为LCL型滤波器的结构示意图；图4为逆变器系统的参数设置图。具体实施方式本发明提供了一种级联H桥多电平逆变器的控制方法。以下结合附图对本发明技术方案作出说明。图1所示为级联H桥多电平逆变器双闭环控制方式的结构示意图，包括电压外环控制和电流内环控制的双闭环控制方式，其中：所述电压外环控制，采用输出电压瞬时值直接反馈，与数字控制器程序内的正弦表参考电压比较，电压调节器采用PI(比例积分)调节，所述电压调节器，用于控制各逆变器单元直流侧实际电压之和跟踪参考电压；所述电流内环控制，采用输出电感电流的反馈信号与电压控制器的输出电流进行比较，电流调节器采用用PR(比例谐振)调节，所述电流调节器，用于使注入到电网的电流保持单位功率因数；所述双闭环控制方式，用于产生SPWM信号驱动所述级联H桥多电平逆变器的全桥电路，经输出滤波器得到正弦交流电输出，所述输出滤波器，用于消除高频电压谐波分量的影响。作为一种优选，所述PI调节，用于消除系统的稳态误差，提高系统的无差度，具有结构简单、稳定性好、工作可靠、调整方便的特点。作为一种优选，所述PR调节，用于实现对交流信号的无静态误差跟踪，具有输出精度高，动态响应速度快的特点。图2为系统传递函数框图，其中R为电阻值；C为电容值；L为电感值；Ku、Ti分别为电压环PI调节的比例系数和积分系数；Ki为电流环的比例系数；K为SPWM控制的比例系数；Kif为电感电流ilf的反馈系数，Kuf为输出电压uo的反馈系数，uref为正弦参考电压。外特性是衡量逆变器性能的一个重要指标，逆变器的外特性越硬，其输出电压受负载的影响越小，即逆变器从空载到满载过程中输出电压的变化量越小。面对双环系统的外特性进行具体分析。根据图2的传递函数框图可得纯阻性负载时系统的开环传递函数为：G(s)H(s)=kufkifkiKR(ku+1Tis)LfCfRs2+kikifKCfRs+Lfs+kikifK+R---(1)]]>空载时系统的闭环传递函数为：G(s)=kikuKRTis+kiKRTiLfCfs3+kikifKCfTis2+(Ti+kikufkuKTi)s+kikufK---(2)]]>纯阻性负载时系统的闭环传递函数为：GR(s)=kikuKTiRs+kiKRTiLfCfRs3+kikufKR+Ti(Lf+kikifKCfR)s2+Ti(R+kikifK+kikukufKR)s---(3)]]>根据劳斯稳定判据，要保证该闭环控制系统稳定，必须满足：Ti(R+kikifK+kikukufKR)(Lf+kiklfKCf)＞LfCfkikuKR2(4)同理可得，空载时要保证系统稳定，必须满足：kifCfTi(k1kukufK+1)＞LfCfku(5)由空载的闭环传递函数知，系统空载时的传递函数为：|G∞(jω)|=(kikuKTiω)2+(kiK)2Ti2ω2(1+kikukufK-LfCfω2)2+(kikufK-TiCfkikifKω2)2---(6)]]>同理，系统纯阻性负载时的传递函数为：|GR(jω)|=(kikuKTiω)2+(kiK)2Ti2ω2(1+kikifKR+kikukufK-LfCfω2)2+[kikufK-Ti(LfR+CfkikifKω2)]2---(7)]]>该系统的静差为：δ=Uo(∞)-Uo(R)Uo(∞)=|G∞(jω)|-|GR(jω)||G∞(jω)|=1-Kδ---(8)]]>其中：Kδ2=Ti2ω2(1+kikufkuK-LfCfω2)2+(kikufK-TiCfkikifKω2)2Ti2ω2(1+kikifKR+kikufkuK-LfCfω2)2+[kikuK-Ti(LfR+CfkikifKω2)]2---(9)]]>根据以上分析，可以得出在相同的负载条件下，电流调节器比例系数ki和电压反馈系数kuf越大、电压调节器积分常数Ti和电流反馈系数kif越小，静差越小，系统外特性越硬。LCL型滤波器的结构示意图如图3所示，无源阻尼控制是在LCL滤波电路中加入电阻来增加系统的阻尼、抑制系统的谐振问题。根据电阻与滤波电路连接方法的不同，无源阻尼控制可以分为网侧电感串联电阻、网侧电感并联电阻、电容支路串联电阻和电容支路并联电阻四种方法。网侧电感串联电阻会改变系统的低频特性，使基波电流产生较大幅值的衰减，而且要明显抑制谐振峰必须串联阻值很大的电阻，因此无论是从滤波性能还是功率损耗的角度分析，这种方法都不是较好的无源阻尼控制方法；网侧电感并联电阻虽然可以有效抑制谐振峰，但却改变了系统的高频特性，使并网电流质量变差，因此工程应用上很少采用网侧电感并联电阻；电容支路并联电阻不会改变滤波器的低频特性和高频特性，但它无法完全将谐振峰衰减掉，同时也存在着功率损耗较大的问题，所以这种无源阻尼控制方法也很少应用。作为一种优选，本发明采用电容支路串联电阻的无源阻尼方法。此时LCL滤波器的传递特性为：Iinv(s)Uinv(s)=LgCs2+CRs+1LinvLgCs3+(Linv+Lg)CRs2+(Linv+Lg)sIg(s)Uinv(s)=CRs+1LinvLgCs3+(Linv+Lg)CRs2+(Linv+Lg)sIg(s)Iinv(s)=CRs+1LgCs2+CRs+1---(10)]]>基于以上分析，本发明设置的逆变器系统的具体参数如图4所示，所述参数能够保证级联H桥多电平逆变器系统在输出电流突变时的稳定运行，具有良好的动态响应性能。以上所述实施例仅仅是本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案作出的各种变形和改进，均应落入本发明的权利要求书确定的保护范围内。当前第1页1 2 3