一种基于网侧电流反馈的有源阻尼控制方法与流程

本发明属于自动控制及新能源发电并网系统稳定性等研究领域，涉及一种基于网侧电流反馈的有源阻尼控制方法。

背景技术：

近年来，伴随着我国经济的快速发展，能源短缺和环境污染等问题日益严重。为了解决上述问题，以风力发电、光伏发电为代表的可再生能源得到了大规模的开发利用，从而使得将新能源发电接入电网所需要的并网电压源型逆变器获得了广泛的应用。电压源型逆变器大都采用全控型电力电子开关器件配合PWM调制策略进行工作。因此，为提高并网点的电能质量，减少开关次纹波，逆变器与电网之间的滤波器就必不可少。与传统的L型滤波器相比，LCL型滤波器在体积和容量相当的情况下可以提供更加优秀的开关次纹波抑制能力。这一特点使得其在保障并网点电能质量的同时节省了成本和占地面积，从而获得工程应用的青睐。然而LCL滤波器的谐振特性使得稳定运行的并网逆变器系统的设计变得更加困难与复杂。

近来，国内外对抑制LCL滤波器谐振的方法主要可以分为两类：无源阻尼和有源阻尼控制方法。其中，无源阻尼的方式是通过直接在滤波网络中串联或并联接入无源电阻，该方法实现简单，可靠性高且鲁棒性较强，然而该方法会产生额外的损耗，尤其在高压大功率场合，该损耗还会带来散热方面的问题。对于有源阻尼方法，其又可分为两类：基于数字滤波的有源阻尼和基于状态变量反馈的有源阻尼，基于数字滤波的有源阻尼方法是通过在控制环路中直接引入数字滤波器达到滤除LCL谐振峰的目的，该类方法控制结构简单，且不需额外的传感器。但设计该数字滤波器需已知系统参数，且阻尼效果对系统参数的变化极其敏感，因此系统稳定性较差，基于状态变量反馈的有源阻尼方法是通过检测滤波网络中的状态变量形成有源阻尼反馈回路，该方法不产生额外损耗且鲁棒性强，目前，基于电容电流反馈的有源阻尼方法因阻尼控制器结构简单、设计方法成熟而被广泛应用。然而，该类有源阻尼方法需要额外的高精度传感器来检测电容电流，从而在增加成本的同时降低了整个系统的可靠性。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供了一种基于网侧电流反馈的有源阻尼控制方法，该方法能够抑制LCL谐振，提高三相交流电压源型逆变器并网系统的稳定性，并且成本低。

为达到上述目的，本发明所述的基于网侧电流反馈的有源阻尼控制方法包括以下步骤：

1)检测三相交流电压源型逆变器并网系统公共耦合点电压v_sa、v_sb及v_sc，根据三相交流电压源型逆变器并网系统公共耦合点电压v_sa、v_sb及v_sc计算两相静止坐标系下网侧电流指令值i_{sα_ref}及i_{sβ_ref}；再检测三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流i_sa、i_sb及i_sc，再根据三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流i_sa、i_sb及i_sc计算两相静止坐标系下三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流实际值i_sα及i_sβ；

2)将步骤1)得到的两相静止坐标系下三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流指令值i_{sα_ref}及i_{sβ_ref}分别与两相静止坐标系下三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流实际值i_sα及i_sβ进行作差处理，并将作差的结果输入到比例谐振调节器中，比例谐振调节器输出v_cα及v_cβ，将比例谐振调节器输出v_cα及v_cβ输入到一阶积分调节器中，再根据一阶积分调节器的输出得电压源型逆变器的调制波初始指令v_{ma0_ref}、v_{mb0_ref}及v_{mc0_ref}；

3)建立有源阻尼控制器的s域传递函数G_{ad_sx}(s)，再对有源阻尼控制器的s域传递函数G_{ad_sx}(s)进行离散化，将步骤1)得到的两相静止坐标系下电压源型逆变器的网侧电流实际值i_sα及i_sβ通过离散化的有源阻尼控制器的s域传递函数G_{ad_sx}(s)进行计算，并将计算结果进行逆Clark坐标变换，得有源阻尼控制信号v_{ad_a}、v_{ad_b}及v_{ad_c}；

4)根据步骤2)得到的电压源型逆变器的调制波初始指令v_{ma0_ref}、v_{mb0_ref}及v_{mc0_ref}及步骤3)得到的有源阻尼控制信号v_{ad_a}、v_{ad_b}及v_{ad_c}得电压源型逆变器的调制波指令值，然后根据电压源型逆变器的调制波指令值对电压源型逆变器中的各开关器件进行控制，完成基于网侧电流反馈的有源阻尼控制。

步骤1)的具体操作为：

1.1)检测三相交流电压源型逆变器并网系统公共耦合点电压v_sa、v_sb及v_sc，再根据三相交流电压源型逆变器并网系统公共耦合点电压v_sa、v_sb及v_sc通过锁相环PLL得到当前电网的角频率ω₀及相位θ；

1.2)根据当前电网的角频率ω₀及相位θ计算三相交流电压源型逆变器并网系统的三相网侧电流指令值i_{sa_ref}、i_{sb_ref}及i_{sc_ref}；

1.3)将步骤1.2)得到的三相交流电压源型逆变器并网系统的三相网侧电流指令值i_{sa_ref}、i_{sb_ref}及i_{sc_ref}进行三相静止坐标系到两相静止坐标系的Clark变换，得两相静止坐标系下三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流指令值i_{sα_ref}及i_{sβ_ref}；

1.4)检测三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流i_sa、i_sb及i_sc，并将三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流i_sa、i_sb及i_sc进行三相静止坐标系到两相静止坐标系的Clark变换，得两相静止坐标系下三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流实际值i_sα及i_sβ。

三相交流电压源型逆变器并网系统的三相网侧电流指令值i_{sa_ref}、i_{sb_ref}及i_{sc_ref}的表达式为：

其中，I_sa，I_sb，I_sc分别为三相网侧电流指令的幅值。

步骤1.3)中三相静止坐标系到两相静止坐标系的Clark变换的变换矩阵T_abc-αβ为：

步骤2)的具体操作为：

2.1)将步骤1)得到的两相静止坐标系下三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流指令值为i_{sα_ref}及i_{sβ_ref}分别与两相静止坐标系下三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流实际值i_sα及i_sβ进行作差处理，再将作差处理的结果输入到比例谐振调节器，比例谐振调节器输出v_cα及v_cβ；

2.2)将步骤2.1)得到的比例谐振调节器输出v_cα及v_cβ分别输入到一阶积分调节器中，并将一阶积分调节器的输出结果进行两相静止坐标系到三相静止坐标系的逆Clark变换，得电压源型逆变器的调制波初始指令v_{ma0_ref}、v_{mb0_ref}及v_{mc0_ref}。

步骤2.2)中一阶积分调节器的计算过程为：

其中，K_s为积分系数，T_s为数字控制器的采样周期，x(k)及y(k)分别为一阶积分调节器在第k个采样周期的输入及输出，x(k-1)及y(k-1)分别为一阶积分调节器在第k-1个采样周期的输入及输出。

步骤2.2)中两相静止坐标系到三相静止坐标系的逆Clark变换的变换矩阵T_αβ-abc为：

步骤3)的具体操作为：

3.1)根据三相交流电压源型逆变器并网系统的电路电气参数得LCL滤波器的谐振角频率ω_res，其中，

其中，L₁、L₂及C_f分别为LCL滤波器的逆变器侧电感值、网侧电感值及滤波电容值；

3.2)构建有源阻尼控制器的s域传递函数G_{ad_sx}(s)，其中，

其中，ω_c为转折频率，ω_c＝3ω_res，ζ为阻尼系数，ζ＝10⁴，R_v为虚拟等效电阻值：

3.3)将有源阻尼控制器的s域传递函数G_{ad_sx}(s)进行离散化，得到离散化的有源阻尼控制器的s域传递函数G_{ad_sx}(s)在数字控制器中的实现形式为：

y₂(k)＝R_v·x₁(k)

y₁(k)＝y₂(k)+y₃(k)

其中，x₁(k)及y₁(k)分别为有源阻尼控制器在第k个采样周期的输入及输出，y₂(k)及y₃(k)分别为第k个采样周期的中间变量；x₁(k-1)及y₃(k-1)分别为有源阻尼控制器在第k-1个采样周期的输入量及中间变量，x₁(k-2)及y₃(k-2)分别为有源阻尼控制器在第k-2个采样周期的输入量及中间变量；

3.4)将步骤1)得到的两相静止坐标系下三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流实际值i_sα及i_sβ输入到数字控制器中，并在数字控制器中通过离散化的有源阻尼控制器的s域传递函数G_{ad_sx}(s)进行计算，并将计算的结果进行两相静止坐标系到三相静止坐标系的逆Clark变换，得有源阻尼控制信号v_{ad_a}、v_{ad_b}及v_{ad_c}。

步骤4)的具体操作为：

4.1)将步骤1)得到的电压源型逆变器的调制波初始指令v_{ma0_ref}、v_{mb0_ref}及v_{mc0_ref}分别减去步骤3)得到的有源阻尼控制信号v_{ad_a}、v_{ad_b}及v_{ad_c}，计算结果分别为v_{ma_ref}、v_{mb_ref}及v_{mc_ref}，再将v_{ma_ref}、v_{mb_ref}及v_{mc_ref}作为电压源型逆变器的调制波指令值；

4.2)将步骤4.1)得到的电压源型逆变器的调制波指令值进行SPWM调制，得调制信号，并将所述调制信号经放大后作为电压源型逆变器中开关器件的驱动信号，实现对电压源型逆变器中各开关器件的控制，完成基于网侧电流反馈的有源阻尼控制。

本发明具有以下有益效果：

本发明所述的基于网侧电流反馈的有源阻尼控制方法在具体操作时，先检测三相交流电压源型逆变器并网系统公共耦合点电压及网侧电流指令值，再通过比例谐振调节器及一阶积分调节器得到电压源型逆变器的调制波初始指令，其中，通过一阶积分调节器有效改善系统的动态特性，再建立有源阻尼控制器的s域传递函数，并根据网侧电流反馈得到有源阻尼控制信号，再利用有源阻尼控制信号及电压源型逆变器的调制波初始指令信号得到对应开关器件的驱动信号，实现对LCL谐振的抑制，从而使三相交流电压源型逆变器并网系统正常稳定工作。需要说明的是，三相交流电压源型逆变器并网系统公共耦合点电压及网侧电流指令值的检测可以通过系统中原有传感器来实现，因此成本较低。

附图说明

图1为通过LCL滤波器接入电网的并网电压源型逆变器系统主电路示意图；

图2为并网逆变器传统单相网侧电流控制框图；

图3为加入基于网侧电流反馈的有源阻尼的网侧电流控制框图；

图4为无任何阻尼时a相电网电压和三相网侧电流仿真波形图；

图5为采用本发明后a相电网电压和三相网侧电流仿真波形图；

图6为本发明中不加入一阶积分环节时a相电网电压和三相网侧电流动态响应仿真波形图；

图7为本发明中加入一阶积分环节a相电网电压和三相网侧电流动态响应仿真波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步详细描述：

本发明所述的基于网侧电流反馈的有源阻尼控制方法包括以下步骤：

1)检测三相交流电压源型逆变器并网系统公共耦合点电压v_sa、v_sb及v_sc，根据三相交流电压源型逆变器并网系统公共耦合点电压v_sa、v_sb及v_sc计算两相静止坐标系下网侧电流指令值i_{sα_ref}及i_{sβ_ref}；再检测三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流i_sa、i_sb及i_sc，再根据三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流i_sa、i_sb及i_sc计算两相静止坐标系下三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流实际值i_sα及i_sβ；

2)将步骤1)得到的两相静止坐标系下三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流指令值i_{sα_ref}及i_{sβ_ref}分别与两相静止坐标系下三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流实际值i_sα及i_sβ进行作差处理，并将作差的结果输入到比例谐振调节器中，比例谐振调节器输出v_cα及v_cβ，将比例谐振调节器输出v_cα及v_cβ输入到一阶积分调节器中，再根据一阶积分调节器的输出得电压源型逆变器的调制波初始指令v_{ma0_ref}、v_{mb0_ref}及v_{mc0_ref}；

3)建立有源阻尼控制器的s域传递函数G_{ad_sx}(s)，再对有源阻尼控制器的s域传递函数G_{ad_sx}(s)进行离散化，将步骤1)得到的两相静止坐标系下电压源型逆变器的网侧电流实际值i_sα及i_sβ通过离散化的有源阻尼控制器的s域传递函数G_{ad_sx}(s)进行计算，并将计算结果进行逆Clark坐标变换，得有源阻尼控制信号v_{ad_a}、v_{ad_b}及v_{ad_c}；

4)根据步骤2)得到的电压源型逆变器的调制波初始指令v_{ma0_ref}、v_{mb0_ref}及v_{mc0_ref}及步骤3)得到的有源阻尼控制信号v_{ad_a}、v_{ad_b}及v_{ad_c}得电压源型逆变器的调制波指令值，然后根据电压源型逆变器的调制波指令值对电压源型逆变器中的各开关器件进行控制，完成基于网侧电流反馈的有源阻尼控制。

步骤1)的具体操作为：

1.1)检测三相交流电压源型逆变器并网系统公共耦合点电压v_sa、v_sb及v_sc，再根据三相交流电压源型逆变器并网系统公共耦合点电压v_sa、v_sb及v_sc通过锁相环PLL得到当前电网的角频率ω₀及相位θ；

1.2)根据当前电网的角频率ω₀及相位θ计算三相交流电压源型逆变器并网系统的三相网侧电流指令值i_{sa_ref}、i_{sb_ref}及i_{sc_ref}；

1.3)将步骤1.2)得到的三相交流电压源型逆变器并网系统的三相网侧电流指令值i_{sa_ref}、i_{sb_ref}及i_{sc_ref}进行三相静止坐标系到两相静止坐标系的Clark变换，得两相静止坐标系下三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流指令值i_{sα_ref}及i_{sβ_ref}；

1.4)检测三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流i_sa、i_sb及i_sc，并将三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流i_sa、i_sb及i_sc进行三相静止坐标系到两相静止坐标系的Clark变换，得两相静止坐标系下三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流实际值i_sα及i_sβ。

其中，三相交流电压源型逆变器并网系统的三相网侧电流指令值i_{sa_ref}、i_{sb_ref}及i_{sc_ref}的表达式为：

其中，I_sa，I_sb，I_sc分别为三相网侧电流指令的幅值。

步骤1.3)中三相静止坐标系到两相静止坐标系的Clark变换的变换矩阵T_abc-αβ为：

步骤2)的具体操作为：

2.1)将步骤1)得到的两相静止坐标系下三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流指令值为i_{sα_ref}及i_{sβ_ref}分别与两相静止坐标系下三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流实际值i_sα及i_sβ进行作差处理，再将作差处理的结果输入到比例谐振调节器，比例谐振调节器输出v_cα及v_cβ；

2.2)将步骤2.1)得到的比例谐振调节器输出v_cα及v_cβ分别输入到一阶积分调节器中，并将一阶积分调节器的输出结果进行两相静止坐标系到三相静止坐标系的逆Clark变换，得电压源型逆变器的调制波初始指令v_{ma0_ref}、v_{mb0_ref}及v_{mc0_ref}。

步骤2.2)中一阶积分调节器的计算过程为：

其中，K_s为积分系数，T_s为数字控制器的采样周期，x(k)及y(k)分别为积分调节器在第k个采样周期的输入及输出，x(k-1)及y(k-1)分别为一阶积分调节器在第k-1个采样周期的输入及输出。

步骤2.2)中两相静止坐标系到三相静止坐标系的逆Clark变换的变换矩阵T_αβ-abc为：

步骤3)的具体操作为：

3.1)根据三相交流电压源型逆变器并网系统的电路电气参数得LCL滤波器的谐振角频率ω_res，其中，

其中，L₁、L₂及C_f分别为LCL滤波器的逆变器侧电感值、网侧电感值及滤波电容值；

3.2)构建有源阻尼控制器的s域传递函数G_{ad_sx}(s)，其中，

其中，ω_c为转折频率，ω_c＝3ω_res，ζ为阻尼系数，ζ＝10⁴，R_v为虚拟等效电阻值：

3.3)将有源阻尼控制器的s域传递函数G_{ad_sx}(s)进行离散化，得到离散化的有源阻尼控制器的s域传递函数G_{ad_sx}(s)在数字控制器中的实现形式为：

y₂(k)＝R_v·x₁(k)

y₁(k)＝y₂(k)+y₃(k)

其中，x₁(k)及y₁(k)分别为有源阻尼控制器在第k个采样周期的输入及输出，y₂(k)及y₃(k)分别为第k个采样周期的中间变量；x₁(k-1)及y₃(k-1)分别为有源阻尼控制器在第k-1个采样周期的输入量及中间变量，x₁(k-2)及y₃(k-2)分别为有源阻尼控制器在第k-2个采样周期的输入量及中间变量；

3.4)将步骤1)得到的两相静止坐标系下三相交流电压源型逆变器并网系统的网侧电流实际值i_sα及i_sβ输入到数字控制器中，并在数字控制器中通过离散化的有源阻尼控制器的s域传递函数G_{ad_sx}(s)进行计算，并将计算的结果进行两相静止坐标系到三相静止坐标系的逆Clark变换，得有源阻尼控制信号v_{ad_a}、v_{ad_b}及v_{ad_c}。

步骤4)的具体操作为：

4.1)将步骤1)得到的电压源型逆变器的调制波初始指令v_{ma0_ref}、v_{mb0_ref}及v_{mc0_ref}分别减去步骤3)得到的有源阻尼控制信号v_{ad_a}、v_{ad_b}及v_{ad_c}，计算结果分别为v_{ma_ref}、v_{mb_ref}及v_{mc_ref}，再将v_{ma_ref}、v_{mb_ref}及v_{mc_ref}作为电压源型逆变器的调制波指令值；

4.2)将步骤4.1)得到的电压源型逆变器的调制波指令值进行SPWM调制，得调制信号，并将所述调制信号经放大后作为电压源型逆变器中开关器件的驱动信号，实现对电压源型逆变器中各开关器件的控制，完成基于网侧电流反馈的有源阻尼控制。

对比图4及图5可知，在不加任何阻尼情况下电压源型逆变器运行在不稳定状态；加入本发明后电压源型逆变器可以稳定运行，对比图6及图7可知，引入一阶积分器可以大大改善系统动态响应特性；从图6可以看出，网侧电流指令发生阶跃变化后，整个系统需要约8个工频周期才可进入稳态；当加入一阶积分器后，整个系统只需约半个工频周期即可进入稳态。