一种双变压器串并联结构全桥LLC谐振变换器的制作方法

本发明涉及LLC谐振技术，属于DC/DC变换器技术领域，具体涉及应用于电动汽车充电机的一种双变压器串并联结构全桥LLC谐振DC/DC变换器。

背景技术：

电动汽车具有以电代油、环保高效的优点，将来很可能完全取代燃油式汽车，具有很广阔的发展前景。随着电动汽车的发展，车载充电机、充电桩等充电设备的需求也与日俱增。电动汽车充电机一般具有两级式结构，前级为功率因数校正电路，后级为隔离式DC/DC变换器。电动汽车充电机的后级DC/DC变换器作为功率输出级，是其核心组成部分。传统硬开关DC/DC变换器开关管和二极管的损耗很大，为了提高效率，现在多采用软开关技术，如移相全桥软开关变换器和LLC谐振变换器。移相全桥变换器因结构简单、电路成熟等优点应用广泛，能实现开关管的ZVS，具有较高的效率，但是它有固有的缺点如占空比丢失、轻载时滞后桥臂难实现软开关，而且整流桥二极管损耗较大；与移相全桥变换器相比，LLC谐振变换器不仅能实现全部开关管的ZVS，还能实现整流桥二极管的ZCS，具有更高的效率，因此LLC谐振变换器越来越多地被应用于电动汽车充电机。

为了满足电动汽车的长续航能力，电动汽车搭载了大容量的电池组。为了适应这种变化，电动汽车充电机需要具备输出电压高、功率大、功率密度高、体积小、效率高的特点，而随着充电机功率等级的提升，其主要构成部分DC/DC变换器需要传输的功率增大，隔离变压器体积增大，变压器体积增大导致市场上常见的磁芯型号无法满足这种中大功率的设计要求，变压器设计难度加大，而且单变压器散热集中易引起器件老化问题。此外，变压器体积过大违背了充电机高功率密度、小体积的设计初衷。

技术实现要素：

基于以上背景技术，针对传统LLC谐振变换器的不足，本发明提出一种双变压器串并联结构全桥LLC谐振变换器。本发明提出的变压器初级串联、次级两整流桥并联的全桥LLC谐振变换器具有很好的软开关特性，双变压器结构有利于减小磁芯体积，便于热管理，两变压器初级串联有利于减少初级绕组的匝数，两变压器次级并联有利于减小次级绕组和整流二极管的电流应力，不需要额外的控制就能实现功率自动均衡，提高输出功率等级，具有很强的工程应用价值。

本发明是通过如下技术方案来实现的：

所述一种双变压器串并联结构全桥LLC谐振变换器，应用于电动汽车充电机上，其特征在于：包括主电路和控制模块；所述主电路包括依次连接的输入直流源、全桥开关网络、LLC谐振网络、副边整流滤波电路和电池组负载，所述全桥开关网络输入端与输入直流源相连，全桥开关网络的输出端与LLC谐振网络输入端相连，所述LLC谐振网络中的谐振电感、谐振电容与两个变压器初级绕组的激磁电感串联连接，所述副边整流滤波电路的输入端分别与变压器次级绕组相连，副边整流滤波电路的输出端与电池组负载相连；所述控制模块包括输出电压采样电路、输出电流采样电路、反馈调节电路、控制芯片、驱动电路。

所述的输入直流源为380-420V直流电压，在充电机中这个电压由前级AC/DC功率因数校正电路提供。

所述全桥开关网络是由四个功率MOSFET管组成的单相电压型桥式逆变电路。

所述LLC谐振网络包括谐振电感、谐振电容、励磁电感，谐振电感为独立的外接电感，励磁电感为初级绕组串联连接的两个变压器的激磁电感之和。

所述副边整流滤波电路由两个全桥式整流电路、滤波电容组成，D₁-D₄四个二极管组成的全桥式整流电路的输入端与变压器T₁的次级绕组相连，D₅-D₈四个二极管组成的全桥式整流电路的输入端与变压器T₂的次级绕组相连，两个全桥式整流电路的输出端并联连接至滤波电容两端。

所述控制模块用于实现双变压器串并联结构全桥LLC变换器的恒流恒压充电控制，提供4路电压驱动信号控制开关MOSFET的开关，控制模块包括输出电压采样电路、输出电流采样电路、反馈调节电路、控制芯片、驱动电路。输出电压采样电路采用电阻分压采样，输出电流采样电路采用电流互感器实现，反馈调节电路包括恒压控制电路和恒流控制电路，实现对电池组负载的恒压恒流充电，控制芯片UCC25600通过调节RT引脚的外接电阻大小设定LLC变换器的最大工作频率和最小工作频率，控制芯片具有过电流保护功能，将采用电容分流无损采样电路采集变压器原边谐振网络的电流输入UCC25600的OC引脚，驱动电路主要包括运放和隔离变压器，运放将控制芯片UCC25600生成的两路占空比约50％、相位相差180度的驱动电压信号放大，并由隔离变压器将两路驱动信号分成4路驱动信号V_gs1、V_gs2、V_gs3、V_gs4，其中驱动信号V_gs1、V_gs4相同，驱动信号V_gs2、V_gs3相同，4路驱动信号分别输入全桥开关网络的四个功率MOSFET开关管实现控制。

所述控制芯片UCC25600是由TI公司生产的专用于LLC谐振变换器控制的芯片，内部集成支持30～350kHz的开关频率的振荡器，可编程的死区时间使电路能在最小的磁化电流下实现零电压开通，可编程的软启动时间可以提高LLC电路设计的灵活性，芯片仅8个引脚，与市场上其他16脚的LLC控制芯片相比，使用该芯片有利于简化PCB设计，外围电路简单，这在一定程度上有利于提高系统效率，减少系统成本。

附图说明

图1为一种双变压器串并联结构全桥LLC谐振变换器的主电路图；

图2为一种双变压器串并联结构全桥LLC谐振变换器的控制模块原理框图；

图3为一种双变压器串并联结构全桥LLC谐振变换器在开关频率小于谐振频率f_r大于谐振频率f_m时的波形时序图。

图4为一种双变压器串并联结构全桥LLC谐振变换器的等效电路模型。

图5为对图4进一步简化后的一种双变压器串并联结构全桥LLC谐振变换器的等效电路模型。

具体实施方式

下面将结合附图，对本发明的技术方案做出详细说明。

如图1所示，一种双变压器串并联结构全桥LLC谐振变换器，应用于电动汽车充电机上，其特征在于：包括主电路和控制模块；所述主电路包括依次连接的输入直流源、全桥开关网络、LLC谐振网络、副边整流滤波电路和电池组负载，所述全桥开关网络输入端与输入直流源相连，全桥开关网络的输出端与LLC谐振网络输入端相连，所述LLC谐振网络中的谐振电感、谐振电容与两个变压器初级绕组的激磁电感串联连接，所述副边整流滤波电路的输入端分别与变压器次级绕组相连，副边整流滤波电路的输出端与电池组负载相连。

如图1所示，全桥开关网络由四个功率MOSFET管S1-S4组成，D_s1-D_s4分别为四个MOSFET管的寄生二极管，C_ds1-C_ds4分别为四个MOSFET管的寄生电容。LLC谐振网络由谐振电容C_r、谐振电感L_r和励磁电感L_m1、励磁电感L_m2组成，谐振电感L_r为独立的谐振电感为独立的外接电感或者两变压器T₁、T₂的漏感之和，励磁电感为初级绕组串联连接的两个变压器的励磁电感L_m1、L_m2之和。输出整流滤波电路包括两个全桥式整流电路和一个滤波电容C_o，二极管D₁-D₄组成的全桥式整流电路的输入端与变压器T₁的次级绕组相连，二极管D₅-D₈组成的全桥式整流电路的输入端与变压器T₂的次级绕组相连，两全桥式整流电路的输出端并联接到滤波电容C_o两端，整流后的电压经滤波电容C_o滤波后给电池组负载供电，电池组负载两端电压为V_o。

图2为一种双变压器串并联结构全桥LLC谐振变换器的控制模块原理框图，控制模块实现双变压器串并联结构全桥LLC变换器的恒流恒压充电控制，提供4路占空比约50％、相位相差180度的电压驱动信号，控制模块包括输出电压采样电路、输出电流采样电路、反馈调节电路、控制芯片、驱动电路。输出电压采样电路采用电阻分压采样，输出电流采样电路采用电流互感器实现，调制电路实现环路补偿，控制芯片UCC25600通过调节RT引脚的外接电阻大小设定LLC变换器的最大工作频率和最小工作频率，控制芯片具有过电流保护功能，将采用电容分流法采集变压器原边谐振网络的电流输入UCC25600的OC引脚，驱动电路主要包括运放和隔离变压器，运放将控制芯片UCC25600生成的两路占空比约50％、相位相差180度的驱动电压信号放大，并由隔离变压器将两路驱动信号分成4路驱动信号V_gs1、V_gs2、V_gs3、V_gs4，其中驱动电压信号V_gs1、V_gs4相同，驱动电压信号V_gs2、V_gs3相同，4路驱动电压信号分别加到全桥开关网络的四个MOSFET功率开关管栅源两级的实现开关管的开通与关断。

图3为一种双变压器串并联结构全桥LLC谐振变换器在开关频率f_s小于谐振频率f_r大于谐振频率f_m时的主要波形时序图，当变压器原边向副边传递能量时，励磁电感L_m1、L_m2被钳位，只有L_r、C_r参与谐振，谐振频率为f_r；当变压器原边不向副边传递能量，负载电压由输出电容C_o提供时，励磁电感也参与谐振，谐振频率为f_m。

$f_r=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_r{C}_r}}$

$f_m=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{(L_r+L_{m1}+L_{m2})C_r}}$

从图3所示的主要波形时序图可以看出，功率MOSFET管S₁、S₄与功率MOSFET管S₂、S₃的驱动信号波形幅值相等、相位相差180度，励磁电感L_m1、L_m2的电流i_Lm1、i_Lm1相同，二极管D₁、D₄、D₅、D₈的电流i_D1、i_D4、i_D5、i_D8相同，二极管D₂、D₃、D₆、D₇的电流i_D2、i_D3、i_D6、i_D7相同。由于两个变压器初级绕组串联连接，励磁电感的电流相等，次级整流桥并联连接电流能够自动均衡。

图4为一种双变压器串并联结构全桥LLC谐振变换器的等效电路模型，为了简化分析，通常采用基波近似分析法(FHA)对LLC谐振变换器建立等效电路模型，图中V_if为输入电压V_dc经全桥逆变电路逆变后的交流电压的基波分量，R_ac1和R_ac2为交流等效电阻，V_ac为副边电压等效到原边的等效交流电压。

图5为对图4进一步简化后的一种双变压器串并联结构全桥LLC谐振变换器的等效电路模型，图中V_if为输入电压V_dc经全桥逆变电路逆变后的交流电压的基波分量，励磁电感L_m为L_m1、L_m2之和，等效电阻R_eq为R_ac1、R_ac1之和，等效电路模型的建立有利于简化谐振网络的参数设计，缩短开发时间。