一种基于电容电荷平衡升降压DC‑DC开关电源系统及控制方法与流程
本发明属于电子设计技术领域，具体涉及一种基于电容电荷平衡升降压DC-DC变换器系统及控制方法。
背景技术：
实际应用中，很多设备需要电源，开关电源因功耗小、效率高等特点渐渐地被应用在各个领域。开关电源分为AC-DC和DC-DC两大类，控制方法的选择和设计对其性能十分重要，采用不同的检测信号和控制电路会有不同的控制效果。
现有的基于伏秒平衡原理控制的DC-DC变换器和滞环电流控制的DC-DC变换器，输出负载电流变化时，暂态过程电路处于断续导电模式(CCM)均具有较好的动态性能。但负载电流突变范围较大电路进入断续导电模式(DCM)时，动态性能将不是很理想，影响供电设备的稳定性、可靠性，限制其应用场合。因此，设计一种基于电容电荷平衡升降压DC-DC变换器系统及控制方法具有应用价值。
技术实现要素：
为了克服上述现有技术的不足，本发明的目的是提供一种基于电容电荷平衡升降压DC-DC变换器系统及控制方法，利用电容电荷平衡原理，根据变换器不同的工作模式提出对应的暂态滞环电流控制策略，在DCM下，使得变换器仍具有较好的动态性能，满足实际需求。
为了实现上述目的，本发明采用的技术方案是：
一种基于电容电荷平衡升降压DC-DC变换器系统，包括DC-DC变换器、采样电路、判断处理电路和控制电路，DC-DC变换器输出端连接采样电路的输入端，采样电路输出端连接判断处理电路的输入端，判断处理电路的输出端连接控制电路的输入端，控制电路的输出端连接DC-DC变换器形成闭环反馈系统；
所述的DC-DC变换器采用BUCK-BOOST DC-DC变换器拓扑结构，实现宽范围电压输入；
所述的采样电路采样输出电流、电感电流和输出电压和输入电压，并将采样信息发送到判断处理模块；
所述的判断处理电路采用处理器STM32F4，实现判断输出负载电流是否发生突降，如果突降，判断电路工作模式，连续导电模式(CCM)或断续导电模式(DCM)，并发送信息到控制电路模块；
所述的控制电路输出频率占空比可变的PWM波，精确地控制BUCK-BOOST DC-DC变换器开关管的导通与关断。
一种基于电容电荷平衡的升降压DC-DC变换器系统及控制方法，包括以下步骤：
1)采样电路采样输出电流、电感电流、输出电压和输入电压；
2)将采样信息送入判断处理模块，根据BUCK-BOOST DC-DC变换器输入输出电压之间的关系，推导出实时平均电感电流IL(t)；
3)处理器将前一时刻的IL2和这一时刻IL1作比较，判断负载电流是否发生变化，如果IL2-IL1>ΔI，则突变发生，反之，负载电流保持不变；如果突降，判断电路工作状态是DCM还是CCM；
4)根据判断结果采用相应的控制策略，如果负载电流变换范围较大进入DCM，则采用DCM控制策略，如果变化范围较小处于CCM，则采用CCM控制策略。
5)根据不同步控制策略，控制变换器开关管的占空比，使输出电压稳定。
所述的步骤1)中电流检测电路采用霍尔传感器CSM001A，其匝数比为25:1000，可根据电路电流大小i和处理器处理最大电压Vmax，计算出采样电阻R，即满足R<Vmax/(40i)。
所述的步骤3)中判断突变后电路工作模式是DCM或CCM，具体步骤为：
1)负载电流突变，假定变换器处于CCM，根据电容电荷平衡原理，分析出理想的波形如图2所示。图中Io2和Io1分别为前一时刻IL2和这一时刻IL1对应的输出平均电流，H为变换器暂态参数；
2)负载电流突降，开关关断，电容C充电电荷量为Q1，即S1的面积，如式(1),
iL1,min为电感电流最小值，其中如式(2)
3)电感电流最小时，开关导通，电容C放电电荷量为Q2，即S2的面积，则如式(3)、式(4)，
Q2＝Io1×Ton (3)
其中
4)根据电容电荷平衡原理Q1＝Q2，得式(5)
5)如果处理器计算出H>0，则电路工作于CCM，否则，电路进入DCM。
所述的步骤4)中控制策略包含CCM和DCM两部分，分析方法如下：
第一部分：CCM下，根据式(2)、(4)和(5)可求出开关管的导通与关断时间，从而精确地控制开关动作；
第二部分：DCM下，给出图3的电路波形图，电路工作过程如下：
1)负载电流突降，S关断(即0时刻)。
2)输出电压大于额定输出电压时，S保持关断(即0～t3时刻)，变换器工作在以下三个阶段；
①t∈[0，t1)：iL(t)>Io1，储存在电感中的能量同时给电容和负载供能，过渡过程满足微分方程为式(6)，
初始条件为式(7)、式(8)，
uo(0)＝Ue＝24 (7)
根根据式(7)和式(8)，求出微分方程的解uo(t)。0到t1时刻的时间Δt1为式(9)，
Δt1＝(IL2+0.5ΔI-Io1)L/Ue (9)
将t1＝Δt1代入uo(t)，求出输出电压uo(t1)；
②t∈[t1，t2)：iL(t)<Io1，电容C和电感同时给负载供能，过渡过程满足微分方程为式(10)，
初始条件为式(11)，
根据式(11)，求出输出电压uo(t)，t1到t2的时间Δt2为式(12)，
Δt2＝Io1L/Ue (12)
将t2＝t1+Δt2代入uo(t)，求出输出电压uo(t2)；
③t∈[t2，t3)：iL＝0，电路工作在DCM，仅由电容C给负载供能，过渡过程的微分方程为式(13)，
将uo(t3)＝24V代入式(13)，求出t2到t3时刻经历的时间Δt3为式(14)，
3)输出电压小于等于额定输出电压时，S导通(即t3～t4时刻)，电容给负载供能，变换器满足的微分方程为式(15)，
t＝t4时，电感电流为iL(t4)＝IL1-0.5ΔI，暂态过程结束，电路进入稳态过程，t3到t4的时间Δt4为式(16)，
Δt4＝(IL1-0.5ΔI)L/ui (16)
将t＝Δt4代入式(16)，求出输出电压uo(t4)；
4)根据每阶段工作时间，可精确地控制开关动作，实现智能控制。
本发明的有益效果是：
本发明所提供DC-DC变换器系统及控制方法可智能地判断负载电流是否变降，进而判断电路所处的工作模式是DCM或CCM，根据不同的工作模式，利用电容电荷平衡原理采取对应的控制策略，从而保证了变换器在不同的工作模式均具有较好的动态性能，提高供电设备的可靠性。
附图说明
图1为本发明的组成结构示意图。
图2为本发明CCM下变换器的理想波形图。
图3为本发明DCM下变换器的理想波形图。
图4为本发明CCM下变换器的仿真波形图。
图5为本发明DCM下变换器的仿真波形图。
其中，1为DC-DC变换器；2为采样电路；3为判断处理电路；4为控制电路模块。
具体实施方式
以下结合附图对本发明进一步叙述。
如图1所示，一种基于电容电荷平衡升降压DC-DC变换器系统，包括DC-DC变换器1、采样电路2、判断处理电路3和控制电路4，DC-DC变换器1输出端连接采样电路2的输入端，采样电路2输出端连接判断处理电路3的输入端，判断处理电路3的输出端连接控制电路4的输入端，控制电路4的输出端连接DC-DC变换器1形成闭环反馈系统；
所述的DC-DC变换器1采用BUCK-BOOST DC-DC变换器拓扑结构，实现宽范围电压输入；
所述的采样电路2采样输出电流、电感电流和输出电压和输入电压，并将采样信息发送到判断处理模块；
所述的判断处理电路3采用处理器STM32F4，实现判断输出负载电流是否发生突降，如果突降，判断电路工作模式，连续导电模式(CCM)或断续导电模式(DCM)，并发送信息到控制电路模块；
所述的控制电路4输出频率占空比可变的PWM波，精确地控制BUCK-BOOST DC-DC变换器开关管的导通与关断。
一种基于电容电荷平衡的升降压DC-DC变换器系统及控制方法，包括以下步骤：
1)采样电路采样输出电流、电感电流、输出电压和输入电压；
2)将采样信息送入判断处理模块，根据BUCK-BOOST DC-DC变换器输入输出电压之间的关系，推导出实时平均电感电流IL(t)；
3)处理器将前一时刻的IL2和这一时刻IL1作比较，判断负载电流是否发生变化，如果IL2-IL1>ΔI，则突变发生，反之，负载电流保持不变；如果突降，判断电路工作状态是DCM还是CCM；
4)根据判断结果采用相应的控制策略，如果负载电流变换范围较大进入DCM，则采用DCM控制策略，如果变化范围较小处于CCM，则采用CCM控制策略。
5)根据不同步控制策略，控制变换器开关管的占空比，使输出电压稳定。
所述的步骤1)中电流检测电路采用霍尔传感器CSM001A，其匝数比为25:1000，可根据电路电流大小i和处理器处理最大电压Vmax，计算出采样电阻R，即满足R<Vmax/(40i)。
所述的步骤3)中判断突变后电路工作模式是DCM或CCM，具体步骤为：
1)负载电流突变，假定变换器处于CCM，根据电容电荷平衡原理，分析出理想的波形如图2所示。图中Io2和Io1分别为前一时刻IL2和这一时刻IL1对应的输出平均电流，H为变换器暂态参数；
2)负载电流突降，开关关断，电容C充电电荷量为Q1，即S1的面积，如式(1),
iL1,min为电感电流最小值，其中如式(2)
3)电感电流最小时，开关导通，电容C放电电荷量为Q2，即S2的面积，则如式(3)、式(4)，
Q2＝Io1×Ton (3)
其中
4)根据电容电荷平衡原理Q1＝Q2，得式(5)
5)如果处理器计算出H>0，则电路工作于CCM，否则，电路进入DCM。
所述的步骤4)中控制策略包含CCM和DCM两部分，分析方法如下：
第一部分：CCM下，根据式(2)、(4)和(5)可求出开关管的导通与关断时间，从而精确地控制开关动作；
第二部分：DCM下，给出图3的电路波形图，电路工作过程如下：
1)负载电流突降，S关断(即0时刻)。
2)输出电压大于额定输出电压时，S保持关断(即0～t3时刻)，变换器工作在以下三个阶段；
④t∈[0，t1)：iL(t)>Io1，储存在电感中的能量同时给电容和负载供能，过渡过程满足微分方程为式(6)，
初始条件为式(7)、式(8)，
uo(0)＝Ue＝24 (7)
根根据式(7)和式(8)，求出微分方程的解uo(t)。0到t1时刻的时间Δt1为式(9)，
Δt1＝(IL2+0.5ΔI-Io1)L/Ue (9)
将t1＝Δt1代入uo(t)，求出输出电压uo(t1)；
⑤t∈[t1，t2)：iL(t)<Io1，电容C和电感同时给负载供能，过渡过程满足微分方程为式(10)，
初始条件为式(11)，
根据式(11)，求出输出电压uo(t)，t1到t2的时间Δt2为式(12)，
Δt2＝Io1L/Ue (12)
将t2＝t1+Δt2代入uo(t)，求出输出电压uo(t2)；
⑥t∈[t2，t3)：iL＝0，电路工作在DCM，仅由电容C给负载供能，过渡过程的微分方程为式(13)，
将uo(t3)＝24V代入式(13)，求出t2到t3时刻经历的时间Δt3为式(14)，
3)输出电压小于等于额定输出电压时，S导通(即t3～t4时刻)，电容给负载供能，变换器满足的微分方程为式(15)，
t＝t4时，电感电流为iL(t4)＝IL1-0.5ΔI，暂态过程结束，电路进入稳态过程，t3到t4的时间Δt4为式(16)，
Δt4＝(IL1-0.5ΔI)L/ui (16)
将t＝Δt4代入式(16)，求出输出电压uo(t4)；
4)根据每阶段工作时间，可精确地控制开关动作，实现智能控制。
上述内容均是对升降压DC-DC开关电源系统的理论分析，出于论证的严密性，在MATLAB/simulik软件中对负载电流突降过程进行了仿真验证。仿真参数为：输入电压范围为16～32V，额定输出电压为24V，开关频率f＝50kHz，L＝1mH，C＝300μF，ΔI＝100mA，负载电流突降范围分别为500mA到400mA和500mA到100mA。
从图4和图5仿真结果可以看出，负载电流突变范围不同时，电路工作于不同的模式。突变范围小，电路工作于CCM，突变范围大，电路进入DCM，针对不同的工作模式采用对应的控制策略，使得变换器均具有较好的动态性能。
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