一种单相离网逆变电源的控制方法与流程

本发明涉及供电电源与离网逆变控制技术，尤其涉及一种单相离网逆变电源的控制方法。

背景技术：

随着科学技术的不断进步，能源的需求越来越大，要求越来越高，电能作为一种清洁而方便的能源广泛的使用于世界各地。但是，电能在传输的过程中往往会因为各种各样的原因而导致故障，从而使得在检修线路时使用设备的电能显得尤为重要，便携式移动电源的使用可以有效的解决这种状况，使得线路检修更为轻松。在以前进行线路检修时，往往使用的是柴油或汽油发电机给检修仪器提供电能，但是，由于发电机体型与重量都过大，导致其不易携带，给电网的检修工作带来不便，缩减供电设备的体型与重量是电网公司急需解决的问题，因此，研发一种能够代替发电机的便携式移动电源是十分必要的。然而，在传统的单相离网逆变器中，一般采用的是电压输出平均值或者瞬时值进行反馈控制，但是，电压输出平均值控制会导致响应速度慢，无法在由于负载变化导致输出电压进行跳变时给与系统正确的反馈；而瞬时值控制虽然没有这种问题，但是其稳态性能不好，在线路检修时，给检修设备供电必须是稳定抗干扰的电源，因此，提高逆变器控制的稳定性与抗冲击负荷能力是十分重要的。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种单相离网逆变电源的控制方法，本发明的控制方法能有效实现电流内环无稳态误差追踪控制，且输出电压抗冲击负荷能力强，可以降低冲击电流对电源的影响，本发明采用的技术方案如下：

根据本发明的一个方面，提供了一种单相离网逆变电源的控制方法，所述单相离网逆变电源至少包括输出直流电流的直流电源、推挽升压模块、不控整流模块、单相逆变器网络和中央控制器，所述直流电源的输出端与所述推挽升压模块的输入端连接并直流电源电压进行升压，所述推挽升压模块的电压输出端与所述不控整流模块的输出端连接，实现推挽升压模块升压后的电压整流滤波，所述不控整流模块的输出端与所述单相逆变器网络的输入端连接，该单相逆变器网络将不控整流模块输出的高压直流电变换成交流电压输出，所述中央控制器分别与所述不控整流模块的输出端、单相逆变控器网络的控制端连接，该中央控制器用于处理采集所述不控整流模块输出的高压直流电压信号u_dc以及单相逆变控器输出的交流电压u_aco和电流i_Lo信号，从而实现中央控制器输出SPWM信号对单相逆变控器网络进行SPWM调制控制；在本发明中，通过传感器采集单相逆变控器网络采集的交流电压u_aco和电流i_Lo，然后经分压、放大、耦合隔离后输出到中央处理器，高压直流电压信号u_dc经过分压、放大和耦合隔离之后输入至中央处理器，所述单相离网逆变电源包括软启动状态控制和正常运行状态控制，其控制方法包括如下步骤：

步骤一：在单相离网逆变电源启动时采用软启动保护，等待单相离网逆变电源进行入正常运行状态；

步骤二：单相离网逆变电源进行入正常运行状态后，对不控整流模块的输出电压u_dc、单相逆变器网络输出的电压u_aco和输出的电流i_Lo进行实时采样；

步骤三：中央控制器实时读取不控整流模块的输出电压u_dc、单相逆变控器输出的电压u_aco和输出的电流i_Lo的模拟量参数并对所读取的模拟参数进行数字量化，然后对数字量化后的电压值u_dc、u_aco和电流值i_Lo进行中值滤波处理；

步骤四：中央控制模块对采样的电压u_dc信号、电流i_Lo信号进行软件过压过流保护；

步骤五：通过表值查询并计算逆变器网络输出的电压u_aco相位和电流i_Lo电流相位以及滞后90°的相位，对其进行dq坐标变换；然后对dq坐标变换形成的电压环、电流环进行计算，使中央控制模块输出SPWM波信号，从而控制逆变器网络。

优选的，所述步骤一在逆变电源启动时采用软启动保护是通过强制令逆变器网络输出给定初始电压幅值u₀，然后使其给定输出的电压幅值逐步上升到预设的电压幅值u_n，若为未上升到预设的电压幅值u_n，则执行中断服务程序，若上升到预设的电压幅值u_n，则退出软启动保护，使中央控制模块输出的SPWM调制信号幅值从初始的电压幅值u₀开始逐步上升至预设的电压幅值u_n，从而使得逆变器在启动的时输出电压从接近于初始的电压幅值u₀开始缓慢上升，防止开机时出现电流冲击，或者出现短路大电流时烧坏设备。

优选的，所述步骤五中的表值查询是根据正弦表值进行查询计算，所述正弦表值进行查询计算按如下步骤进行：根据查询值计算对应逆变输出电压u_aco相位的余弦值和电流i_Lo相位的正弦值，以及将输出电压u_aco作滞后90°，得到虚拟αβ坐标下的两相反馈电压值u_α、u_β；将虚拟αβ坐标下的反馈电压值u_α、u_β变换为dq坐标下的反馈电压值u_d、u_q，则反馈电压值u_d、u_q满足：

u_d＝u_αcosθ+u_βsinθ，u_q＝u_βcosθ-u_αsinθ；

对馈电压值u_d、u_q进行dq坐标变换形成的电压环、电流环进行计算，使中央控制模块输出SPWM调制信号，所述计算按如下步骤进行：

1)、将dq坐标下的d轴电压给定值u_dref与反馈电压值u_d进行差值计算得到：u_derr＝u_dref-u_d，作为电压外环PI控制算法的第一误差信号u_derr，

以及将dq坐标下的q轴电压给定值u_qref与反馈电压值u_q进行差值计算得到：u_qerr＝u_qref-u_q，作为电压外环PI控制算法的第二误差信号u_qerr；

2)、将第一误差信号u_derr和第二误差信号u_qerr分别进行PI控制算法得到第一调整值u_do1、u_qo1，然后将其通过带阻式PR算法得到第二调整值u_do2、u_qo2；再对第二调整值u_do2、u_qo2作反park变换得到αβ坐标下电流信号值i_α，则满足，i_α＝u_qo2cosθ+u_do2sinθ；

3)、将电流信号i_α作为电流内环的带通式准PR算法的给定值，输出电流反馈信号值i_Lo作为带通式准PR算法的误差信号进行运算，得到的i_αerr＝i_α-i_Lo作为带通准PR算法的输入值i_αerr进行运算，得到的输出为SPWM波的调制信号

4)、对SPWM波的调制信号进行SPWM波调制，得到SPWM信号从而实现对逆变器网络进行控制。

优选的，所述步骤四对输入电压信号u_dc和输出电流信号i_Lo做过压过流保护，其具体步骤为：通过中央控制模块电压比较器将输入电压信号u_dc和输出电流信号i_Lo与设定值进行比较，如果信号大于设定值则停止逆变电源运行，否则继续运行逆变电源。

优选的，所述逆变器网络输出给定初始电压幅值u₀为0V～3V。

综上所述，本发明由于采用了上述技术方案，本发明具有如下显著效果：

本发明的控制方法采用dq坐标定向控制，实现电流内环无稳态误差追踪控制，输出电压抗冲击负荷能力强，且输出电压幅值可以自由设定，可以降低冲击电流对电源的影响，以降低冲击电流的大小，保证了逆变电源出现过电压过电流情况时不被损坏，确保运行安全；通过采用高速数字处理芯片数字信号处理器TMS320F28335作为中央控制器，运算速度更快，结构根简单。

附图说明

图1是本发明的单相离网逆变电源的控制原理图；

图2是本发明的软启动保护的控制流程图；

图3是本发明单相离网逆变器网络正常运行时的中断控制流程图；

图4是本发明的查询计算流程图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举出优选实施例，对本发明进一步详细说明。然而，需要说明的是，说明书中列出的许多细节仅仅是为了使读者对本发明的一个或多个方面有一个透彻的理解，即便没有这些特定的细节也可以实现本发明的这些方面。

如图1所示，根据本发明一种单相离网逆变电源的控制方法，所述单相离网逆变电源至少包括输出直流电流的直流电源、推挽升压模块、不控整流模块、单相逆变器网络和中央控制器，所述直流电源的输出端与所述推挽升压模块的输入端连接并直流电源电压进行升压，所述推挽升压模块的电压输出端与所述不控整流模块的输出端连接，实现推挽升压模块升压后的电压整流滤波，所述不控整流模块的输出端与所述单相逆变器网络的输入端连接，该单相逆变器网络将不控整流模块输出的高压直流电变换成交流电压输出，所述中央控制器分别与所述不控整流模块的输出端、单相逆变控器网络的控制端连接，该中央控制器用于处理采集所述不控整流模块输出的高压直流电压信号u_dc以及单相逆变控器输出的交流电压u_aco和电流i_Lo信号，从而实现中央控制器输出SPWM信号对单相逆变控器网络进行SPWM调制控制；在本发明中，通过电压传感器、电流传感器采集单相逆变控器网络采集的交流电压u_aco和电流i_Lo(未图示)，然后经电感L1、电感L2和电容C0进行滤波、分压、放大、耦合隔离后输出到中央处理器，高压直流电压信号u_dc经过分压、放大和耦合隔离之后输入至中央处理器，所述单相离网逆变电源包括软启动状态控制和正常运行状态控制，所述直流电源为可充电的蓄电池，将直流电逆变为220V、50Hz的交流电。

在本发明中，如图2和图3所示，所述单相离网逆变电源包括软启动状态控制和正常运行状态控制，其控制方法包括如下步骤：

步骤一：在单相离网逆变电源启动时采用软启动保护，等待单相离网逆变电源进行入正常运行状态；在逆变电源启动时采用软启动保护是通过强制令逆变器网络输出给定初始电压幅值u₀，然后使其给定输出的电压幅值逐步上升到预设的电压幅值u_n，若为未上升到预设的电压幅值u_n，则执行中断服务程序，若上升到预设的电压幅值u_n，则退出软启动保护，使中央控制模块输出的SPWM调制信号幅值从初始的电压幅值u₀开始逐步上升至预设的电压幅值u_n，从而使得逆变器在启动的时输出电压从接近于初始的电压幅值u₀开始缓慢上升，防止启动时出现电流冲击，或者出现短路大电流时烧坏逆变电源；

步骤二：单相离网逆变电源进行入正常运行状态后，对不控整流模块的输出电压u_dc、单相逆变器网络输出的电压u_aco和输出的电流i_Lo进行实时采样；

步骤三：中央控制器实时读取不控整流模块的输出电压u_dc、单相逆变控器输出的电压u_aco和输出的电流i_Lo的模拟量参数并对所读取的模拟参数进行数字量化，然后对数字量化后的电压值u_dc、u_aco和电流值i_Lo进行中值滤波处理；

步骤四：中央控制模块对采样的直流电压u_dc信号、交流电流i_Lo信号进行软件过压过流保护；在本实施例中，对输入的直流电压信号u_dc和输出的交流电流信号i_Lo做过压过流保护，其具体步骤为：通过中央控制模块电压比较器将输入电压信号u_dc和输出电流信号i_Lo与设定值进行比较，如果信号大于设定值则停止逆变电源运行，否则继续运行逆变电源。

步骤五：通过表值查询并计算逆变器网络输出的电压u_aco相位和电流i_Lo电流相位以及滞后90°的相位，对其进行dq坐标变换；然后对dq坐标变换形成的电压环、电流环进行计算，使中央控制模块输出SPWM波信号，从而控制逆变器网络；所述表值查询是根据正弦表值进行查询计算，如图3和图4所示，所述正弦表值进行查询计算按如下步骤进行：根据查询值计算对应逆变输出电压u_aco相位的余弦值和电流i_Lo相位的正弦值，以及将输出电压u_aco作滞后90°，得到虚拟αβ坐标下的两相反馈电压值u_α、u_β；将虚拟αβ坐标下的反馈电压值u_α、u_β变换为dq坐标下的反馈电压值u_d、u_q，则反馈电压值u_d、u_q满足：

u_d＝u_αcosθ+u_βsinθ，u_q＝u_βcosθ-u_αsinθ；

对其进行dq坐标变换形成的电压环、电流环进行计算，使中央控制模块输出SPWM调制信号，所述计算按如下步骤进行：

1)、将dq坐标下的d轴电压给定值u_dref与反馈电压值u_d进行差值计算得到：u_derr＝u_dref-u_d，作为电压外环PI控制算法的第一误差信号u_derr；当电压给定值u_dref在给定初始电压幅值u₀和预设的电压幅值u_n之间变化，当电压给定值u_dref等于预设的电压幅值u_n时，退出软启动保护；其中，给定初始电压幅值u₀为0V～3V，最佳值为0V，预设的电压幅值u_n为311V；

以及，同时将dq坐标下的q轴电压给定值u_qref与反馈电压值u_q进行差值计算得到：u_qerr＝u_qref-u_q，作为电压外环PI控制算法的第二误差信号u_qerr；

2)、将第一误差信号u_derr和第二误差信号u_qerr分别进行PI控制算法得到第一调整值u_do1、u_qo1，然后将其通过带阻式PR算法得到第二调整值u_do2、u_qo2；再对第二调整值u_do2、u_qo2作反park变换得到αβ坐标下电流信号值i_α，则满足，i_α＝u_qo2cosθ+u_do2sinθ；

3)、将电流信号i_α作为电流内环的带通式准PR算法的给定值，输出电流反馈信号值i_Lo作为带通式准PR算法的误差信号进行运算，得到的i_αerr＝i_α-i_Lo作为带通准PR算法的输入值i_αerr进行运算，得到的输出为SPWM波的调制信号

4)、对SPWM波的调制信号进行SPWM波调制，得到SPWM信号从而实现对逆变器网络进行控制。

因此，中央控制器输出的SPWM信号分别控制单相逆变器网络中相互对称的IGBT功率管T1和IGBT功率管T4的栅极以及IGBT功率管Q2和IGBT功率管T3的栅极进行控制，实现了逆变模块的过压或过流输出进行有效控制。本发明采用的控制方法占用处理器CPU资源较少，减轻运行负担，在控制执行过程中，通过信号采集电路采集不控整流模块直流侧输入的电压信号u_dc，以及单相逆变控器输出的交流电压信号u_aco和交流电流信号i_Lo并对其进行多次采样作中值滤波处理，将信号数据多次采样，去掉最大者最小值，其余值取平均，以提高数据的精度；在使用错误联防模块进行软件过压过流限制，当逆变电源运行时直流电压u_dc或输出交流电流信号i_Lo超过预设值的极限值时，则停止控制运行，以保证逆变电源出现过电压过电流情况时不被损坏，确保运行安全；在控制过程中还采用软启动方式，使输出电压缓慢的升至给定值，以降低冲击电流的大小。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。