变压器辅助换流的谐振极型软开关逆变电路的制作方法

本发明属于电力电子技术领域，特别涉及一种变压器辅助换流的谐振极型软开关逆变电路。

背景技术：

现在的工业生产对逆变器开关频率的要求越来越高，所以高频化必成为未来逆变器发展的主导方向，但是在硬开关逆变器中，开关器件的开关频率越高，开关损耗就会越大，严重限制了逆变器高频化的发展趋势。为此，软开关技术迅速发展起来，当逆变器工作在高频状态下，通过软开关技术可以很好的实现逆变器中功率开关器件的软开关切换，进而减小功率开关器件的开关损耗，提高逆变器的效率。

在现代的软开关逆变器中，谐振极型软开关逆变器的性能较为突出，对于三相逆变器来说，谐振极型逆变器的辅助谐振电路接在逆变器的三个输出端上，辅助谐振电路由原来的一组变为每一相均配有一组，通过辅助谐振电路，使每一相上下两组功率开关器件的连接点(即极点)电压产生谐振，为开关器件的零电压导通或零电流关断创造条件，其最大的优点在于对逆变电路进行脉宽调制(pulse width modulation，PWM)时，也可以同时触发辅助谐振电路，两者之间互不影响。相比于其它类型的软开关逆变器，谐振极型逆变器在保证主开关和辅助开关都实现软开关切换的条件下，具有更多的控制策略可供选择。

因为谐振极型逆变器所具有的优良性能，其在工业领域中得到广泛的应用，各种不同的辅助电路拓扑结构先后被研究人员提了出来，推动了该类型逆变器的发展，但是这些拓扑结构仍然存在可以改进的地方。例如姚钢等人在《中国电机工程学报》2006年第26卷第6期公开了“基于变压器辅助换流的新型ZVS-ZCS逆变器”，该文中提出的拓扑电路的各相辅助谐振电路都用了4个有源辅助开关，这不仅增大了逆变器的体积和成本，而且大大增加了逆变器的控制难度；王强等人在《中国电机工程学报》2009年第29卷第27期公开了“新型零电压零电流谐振极型软开关逆变器”，该文中提出的拓部结构虽然实现了主开关的零电流关断和零电压开通，但是该拓部结构在直流母线之间串联两个大容量的电解电容来构建中性点电位，所以当逆变器工作在高频时，电容器频繁的进行充放电会引起中性点电位变化，影响逆变器的正常运行；褚恩辉等人在《仪器仪表学报》2009年第30卷第6期公开了“新型有源辅助谐振极型逆变器的研究”，该文中提出的拓部结构虽然没有用大电容来均分直流母线电压，不会出现中性点电位变化问题，但是该拓扑结构中辅助开关器件不能实现零电流关断。此外，目前关于软开关逆变器的文献中，要么采用了在直流母线之间串联大电容来均分直流母线电压，要么需要复杂的耦合电感及相应的磁通复位电路，有的为了确保实现软开关，需要单独的检测电路和外围控制电路，不仅使主电路变得复杂，而且也增加了控制难度。

技术实现要素：

本发明针对上述现有技术中存在的问题，提供了一种变压器辅助换流的谐振极型软开关逆变电路，避免了在直流环节串联大容量的均压电容，解决了逆变器中性点电位变化问题。

本发明采用的技术方案如下：主电路包括直流电源、三相脉宽调制逆变器和三相阻感性负载；直流电源和三相脉宽调制逆变器之间设有三组相同的辅助谐振电路，三组辅助谐振电路对应三相变压器的A、B、C三相，每组谐振电路均包含1个单相变压器、2个带有反并联二极管的辅助开关、1个谐振电感和4个辅助二极管。

所述的逆变器A相对应的辅助谐振电路结构为：辅助开关S_a1的发射极与直流母线的N极相连，辅助开关S_a1的集电极与辅助开关S_a2的发射极相连，辅助开关的S_a2集电极与直流母线的P极相连，辅助二极管D_a1和D_a2的阴极分别与直流母线的P极相连，辅助二极管D_a3和D_a4的阳极分别与直流母线的N极相连，辅助二极管D_a1的阳极与辅助二极管D_a4的阴极相连，辅助二极管D_a2的阳极与辅助二极管D_a3的阴极相连，单相变压器原边绕组的a端与辅助二极管D_a1的阳极相连，单相变压器原边绕组的b端与辅助二极管D_a2的阳极相连，单相变压器副边绕组的c端与辅助开关S_a2的发射极相连，单相变压器副边绕组的d端与谐振电感的L_ra一端相连，谐振电感L_ra得另一端与主开关S₁的发射极相连。

所述的三相逆变器的主开关需要切换状态时，通过谐振电感L_ra和谐振电容C_r1或C_r2之间的谐振使谐振电容C_r1或C_r2的端电压减小到零，或是通过谐振电感L_rb和谐振电容C_r3或C_r4之间的谐振使谐振电容C_r3或C_r4的端电压减小到零，或是通过谐振电感L_rc和谐振电容C_r5或C_r6之间的谐振使谐振电容C_r5或C_r6的端电压减小到零，为逆变器主开关提供零电压开关条件。

所述的直流电源是把交流电整流成直流的整流电源或者是电池串并联产生的直流电源；所述的三相脉宽调制逆变器把直流电转换为交流电。

本发明的优点效果如下：

谐振极型逆变器因为其脉宽调制和辅助谐振电路是相互独立的，可以根据PWM的要求随时触发辅助谐振电路，为逆变器桥臂主开关的动作提供零电压开关条件，已经被广泛的应用在工业领域中，为了克服目前该类型逆变器所存在的不足，本发明提出的新拓扑结构，其具有以下特点：1)避免了在直流环节串联大容量的均压电容，解决了逆变器中性点电位变化问题；2)不用设置和辅助开关控制有关的电感电流阈值，所以不需要额外的检测和计时电路；3)利用变压器来辅助换流，而且各相辅助电路只有2个辅助开关，逆变器的辅助开关器件和主开关器件都能实现软开关切换。

附图说明

图1本发明变压器辅助换流的谐振极型软开关逆变电路主电路图；

图2本发明变压器辅助换流的谐振极型软开关逆变电路单相电路图；

图3本发明逆变电路的特征工作波形图；

图4(a)本发明逆变电路模式1等效电路图；4(b)模式2等效电路图；4(c)模式3等效电路图；4(d)模式4等效电路图；4(e)模式5等效电路图；4(f)模式6等效电路图；4(g)模式7等效电路图；4(h)模式8等效电路图；

图5(a)本发明逆变电路u_Cr1与i_Lr的相平面图；5(b)u_Cr2与i_Lr的相平面图；

图6本发明的单相实验电路图；

图7(a)满载时，开通S₁的u_S1和i_S1波形图；7(b)轻载时，开通S₁的u_S1和i_S1波形图；7(c)满载时，关断S₁的u_S1和i_S1波形图；7(d)满载时，开通和关断S_a2的u_Sa2和i_Sa2波形图；7(e)满载时，开通和关断D_a2的u_Da2和i_Da2波形图；7(f)满载时，逆变器负载的端电压u₀和电流i₀波形图。

具体实施方式

一、电路结构

参照图1，提供了一种变压器辅助换流的谐振极型软开关逆变电路主电路图。主电路包括：一个直流电源1，一个辅助谐振电路2，一个在三个桥臂的六个主开关上分别并联了一个缓冲电容的三相逆变器3，一个阻感性负载4。本发明在直流环节添加了三组相同的辅助谐振电路，对应三相变压器的三相(A、B、C)，每组谐振电路均包含1个单相变压器、2个带有反并联二极管的辅助开关、1个谐振电感和4个辅助二极管。现在以逆变器A相对应的辅助谐振电路为例来介绍谐振电路结构。辅助开关S_a1的发射极与直流母线的N极相连，辅助开关S_a1的集电极与辅助开关S_a2的发射极相连，辅助开关的S_a2集电极与直流母线的P极相连，辅助二极管D_a1和D_a2的阴极分别与直流母线的P极相连，辅助二极管D_a3和D_a4的阳极分别与直流母线的N极相连，辅助二极管D_a1的阳极与辅助二极管D_a4的阴极相连，辅助二极管D_a2的阳极与辅助二极管D_a3的阴极相连，单相变压器原边绕组的a端与辅助二极管D_a1的阳极相连，单相变压器原边绕组的b端与辅助二极管D_a2的阳极相连，单相变压器副边绕组的c端与辅助开关S_a2的发射极相连，单相变压器副边绕组的d端与谐振电感的L_ra一端相连，谐振电感L_ra得另一端与主开关S₁的发射极相连。

当三相逆变器的主开关需要切换状态时，通过谐振电感L_ra和谐振电容C_r1(或C_r2)之间的谐振使谐振电容C_r1(或C_r2)的端电压减小到零，或是通过谐振电感L_rb和谐振电容C_r3(或C_r4)之间的谐振使谐振电容C_r3(或C_r4)的端电压减小到零，或是通过谐振电感L_rc和谐振电容C_r5(或C_r6)之间的谐振使谐振电容C_r5(或C_r6)的端电压减小到零，为逆变器主开关提供零电压开关条件。为简化分析，现做如下假设：1)器件均工作在理想状态；2)逆变器开关状态过度瞬间的负载电流I₀恒定，负载电感远大于谐振电感；3)谐振电感和电容值足够大。

二、工作原理

因为三相谐振电路可独立控制，所以本文以其单相等效电路中开关状态的切换过程为例进行分析，其单相电路如图2所示，文中所有物理量的参考正方向都以图2中箭头指向作为参考标准，电路特征工作波形如图3所示，本文分析的是负载电流为正的情况，在一个开关周期内将单相电路分为8个工作模式，每个工作模式的等效电路如图4所示。

工作模式：

模式1(t－t₀)：假设此为电路的初始状态，本模式期间，辅助电路停止工作，负载电流I₀全部流过续流二极管D₂，主开关S₁和S₂分别为断开和导通状态，电路工作在稳定状态。此时，u_Cr1＝E，u_Cr2＝0，i_Lr＝0。本模式运动轨迹为一点，如图5所示。

模式2(t₀－t₁)：在t₀时刻，关断主开关S₂，同时开通辅助开关S_a2，因为在S₂关断前，没有电流流过S₂，所以S₂实现了零电流软关断；因为谐振电感L_r减小了流过S_a2的电流变化率，所以S_a2在零电流条件下软开通。当S_a2开通以后，D_a2和D_a4开始导通，L_r承受的电压为(1-k)E，L_r被充电，i_Lr开始线性增大，流过谐振电感L_r的电流i_Lr与流过续流二极管D₂的电流i_D2之和等于负载电流I₀，本模式在t₁时刻结束，此时，谐振电感电流i_Lr线性增大到等于I₀，续流二级管D₂自然关断。本模式运动轨迹为图5中t₀－t₁段。

本模式持续时间为

模式3(t₁－t₂)：在t₁时刻，L_r、C_r1和C_r2开始谐振，C_r1开始放电，u_Cr1从E开始逐渐减小，C_r2开始充电，u_Cr2从零开始逐渐增大，L_r继续被充电，i_Lr从I₀开始继续增大。当u_Cr1减小到等于kE时，i_Lr增大到正向最大值，此后，L_r开始放电，i_Lr逐渐减小。本模式在t₂时刻结束，此时，u_Cr1减小到零，u_Cr2增大到E，i_Lr减小到I₁。本模式运动轨迹为图5中t₁－t₂段。该模式的曲线运动方程如下：

将u_Cr1＝0代入式(2)中，可以得到

将u_Cr1＝kE代入式(2)中，得到i_Lr的正向最大值为

本模式中，i_Lr，u_Cr1和u_Cr2的表达式分别为

u_Cr1(t)＝kE+(1-k)Ecos[ω_r(t-t₁)] (7)

u_Cr2(t)＝(1-k)E-(1-k)Ecos[ω_r(t-t₁)] (8)

其中C_r＝C_r1+C_r2，

本模式的持续时间为

由式(9)可知0<k≤1/2。

模式4(t₂－t₃)：在t₂时刻，D₁导通，开通主开关S₁，因为在S₁开通前，与S₁并联的C_r1的端电压已经减小到零，所以S₁实现了零电压开通。从t₂时刻开始，L_r承受的反向电压值为kE，i_Lr从I₁开始线性减小，本模式在t₃时刻结束，此时，i_Lr线性减小到I₀，D₁自然关断。本模式运动轨迹为图5中t₂－t₃段。

本模式持续时间为

模式5(t₃－t₄)：在t₃时刻，L_r承受的反向电压值仍为kE，i_Lr从I₀开始继续线性减小，流过L_r的电流i_Lr与流过S₁的电流i_S1之和等于负载电流I₀，本模式在t₄时刻结束，此时，i_Lr减小到零，负载电流全部流过S₁。本模式运动轨迹为图5中t₃－t₄段。

本模式持续时间为

模式6(t₄－t₅)：在t₄时刻，关断辅助开关S_a2，因为流过S_a2的电流i_Sa2在S_a2关断之前已经减小为零，所以S_a2在零电流条件下软关断。本模式中，负载电流I₀全部流过S₁，辅助谐振电路不工作，电路达到稳定状态，当S₁关断时，本模式结束。此时，u_Cr1＝0，u_Cr2＝E，i_Lr＝0。本模式运动轨迹为一点，如图5所示。

模式7(t₅－t₆)：在t₅时刻，开通S_a1，同时关断S₁，因为L_r减小了S_a1开通时的电流上升率，所以实现了S_a1的零电流软开通操作；因为在关断S₁时，与S₁并联的谐振电容C_r1减小了其关断瞬间的端电压上升率，所以实现了S₁的零电压软关断操作。S_a1开通后，D_a1和D_a3导通，L_r、C_r1和C_r2开始谐振，C_r1被充电，u_Cr1从零开始逐渐增大，C_r2放电，u_Cr2从E开始逐渐减小，i_Lr从零开始反向增大，当C_r2端电压u_Cr2减小到等于kE时，i_Lr刚好反向增大到最大值，然后L_r开始放电，i_Lr逐渐减小，C_r1继续充电，C_r2继续放电，本模式在t₆时刻结束，此时u_Cr2减小到等于零，u_Cr1增大到等于E，i_Lr反向减小到等于I₂。本模式运动轨迹为图5中t₅－t₆段。该模式的曲线运动方程如下：

将u_Cr2＝0代入式(13)中，可以得到

将u_Cr2＝kE代入式(13)中，i_Lr的反向最大值为

本模式中i_Lr，u_Cr1和u_Cr2的表达式分别为

u_Cr1(t)＝(1-k)E-(1-k)Ecos[ω_r(t-t₅)]+I₀Z_rsin[ω_r(t-t₅)] (17)

u_Cr2(t)＝kE+(1-k)Ecos[ω_r(t-t₅)]-I₀Z_rsin[ω_r(t-t₅)] (18)

本模式的持续时间为

模式8(t₆－t₇)：在t₆时刻，开通S₂，因为在S₂开通前，与S₂并联的谐振电容C_r2的端电压已经减小到零，所以S₂实现了零电压开通。从t₆时刻开始，D₂导通，i_Lr从I₂开始减小，在t₇时刻，i_Lr减小到零，负载电流I₀全部经D₂续流，辅助谐振电路结束工作，本模式结束。在t₇时刻，关断S_a1，因为在关断S_a1前，流过S_a1的电流i_Lr已经减小到零，所以S_a1实现了零电流关断。本模式运动轨迹为图5中t₆－t₇段。

本模式持续时间为

t₇时刻以后，电路返回到模式1，重复整个工作过程。至此，在正向负载电流下，电路在一个完整的开关周期内运行状态的模式分析结束，而电路在负载电流为负的情况下的工作模式与此类似，这里不再做详细分析。根据一个开关周期内的电路的曲线运动方程，可以绘制出相平面上的运动轨迹，如图5所示。

需要说明的是电路中使用了变压器，当变压器原边绕组n₁流过电流时，原边绕组n₁承受的电压值为E，原边绕组的电流通过D_a2和D_a4(D_a1和D_a3)续流流进直流电源，使直流电源无法向负载正向传递能量，会造成占空比丢失。由图3可知在t₀至t₄和t₅至t₇这两段辅助开关处于导通的时间里会发生占空比丢失。为减小占空比丢失，在辅助电路的控制中，应尽量减小辅助开关的占空比。由式(1)，(9)，(10)，(11)，(19)和(20)可知L_r、C_r1和C_r2尽量取较小值有利于减小辅助开关在每个开关周期的导通时间，进而可以减小占空比丢失。

三、软开关实现条件

根据以上分析可得到如下软开关实现条件：

①为了使辅助开关S_a1和S_a2在全负载范围内实现零电流开通，需要式(21)成立。

其中和分别为S_a1和S_a2开通瞬间的电流变化率，为开关器件允许的电流变化率。

②为了使辅助开关S_a1和S_a2在全负载范围内实现零电流关断，需要式(22)和(23)成立。

其中T_on(Sa1)和T_on(Sa2)分别为S_a1和S_a2在每个开关周期内处于开通状态的时间，I_0max为负载电流最大值。

③想要在不影响逆变器的正常运行状态的前提下，在全负载范围内实现逆变器主开关的零电压软开关切换，必须保证在软开关逆变器的死区时间Δ内，将与主开关并联的谐振电容所含的电量全部释放完。在零电压条件下开通逆变器上桥臂上的主开关S₁，则必须满足

在零电压条件下开通逆变器下桥臂上的主开关S₂，则必须满足

由式(24)和(25)可知，为在全负载范围同时实现逆变器上下桥臂上的主开关S₁和S₂的零电压开通，要求满足

④为了使主开关在全负载范围内实现零电压关断，需要式(28)成立。

其中为主开关关断瞬间的电压变化率，为开关器件允许的电压变化率。

由以上分析可知，负载电流最大值I_0max会影响到全负载范围内的软开关实现条件，当I_0max被确定之后，负载类型(阻性或感性)不会影响软开关的实现。五、电路中器件承受的电压和电流应力

流过L_r的最大电流值i_Lrmax为

流过变压器一次绕组n₁和二次绕组n₂的最大电流值i_n1max和i_n2max分别为

流过S_a1和S_a2最大电流值i_Sa1max和i_Sa2max分别为

流经D_a1、D_a2、D_a3和D_a4最大电流值i_Da1max，i_Da2max，i_Da3max和i_Da4max分别为

根据以上分析，随着Z_r的增大，流过谐振电感，变压器，辅助开关和辅助二极管的电流都会减小。此外，电路中的所有功率开关器件所承受的电压值都不超过直流母线电压E，流过主开关器件的电流不超过负载电流I₀。所以在I₀取最大值I_0max时，计算器件承受的最大电流，然后再根据E，来进行器件选型。

六、单相辅助电路功率损耗分析

根据文中给出的工作模式的理论分析可知，逆变器的辅助开关器件S_a1和S_a2，主开关器件S₁和S₂都实现了软开关切换，其中S_a1和S_a2实现了零电流软开关，S₁和S₂实现了零电压软开关，开关损耗都为零。辅助开关S_a1和S_a2及辅助二极管D_a1、D_a2、D_a3和D_a4存在通态损耗。理想状态下，因为L_r，C_r1和C_r2及变压器绕组的电阻很小，L_r，C_r1和C_r2及变压器绕组功耗可以近似为零。设辅助开关器件S_a1和S_a2通态压降为V_CE，辅助二极管D_a1、D_a2、D_a3和D_a4的通态压降为V_EC，开关频率为f_c。根据一个开关周期内的各工作模式的理论分析，采用分段积分法可以得到单相辅助电路各器件的功率损耗数学模型。

S_a1和S_a2的通态损耗P_Sa1和P_Sa2可分别表示为

二极管D_a1、D_a2、D_a3和D_a4的通态损耗P_Da1、P_Da2、P_Da3和P_Da4可分别表示为

单相辅助谐振电路总功耗P_add可表示为

根据式(40)可以得到P_add的最大值P_addmax表示为

接下来用P_addmax分别对L_r和C_r求偏导，来研究L_r和C_r的变化对功率损耗的影响。

由式(42)可知，随着L_r的增大，辅助谐振电路的功率损耗会增大，所以在满足软开关实现条件的前提上，L_r尽量取最小值。

由式(43)可知，随着C_r的增大，辅助谐振电路的功率损耗会增大，所以在满足软开关实现条件的前提上，C_r尽量取最小值。

七、参数设计过程

已知条件：直流电源电压E，负载电流最大值I_0max，开关器件允许的电流变化率开关器件允许的电压变化率死区时间Δ，开关频率f_c，变压器绕组的匝数比为n₂:n₁＝k。设计过程如下：

为实现辅助开关的零电流开通，由式(21)得到

考虑到L_r对辅助电路损耗和占空比丢失的影响，L_r应尽量取较小值。为留有一定的裕量，取L_r为

为实现主开关的零电压关断，由式(28)得到

考虑到C_r对辅助电路损耗和占空比丢失的影响，C_r应尽量取较小值。为留有一定的裕量，取C_r为

把L_r，C_r和以上各已知量代入到式(26)和(27)中，来验证参数是否满足在全负载范围内主开关都可以实现零电压开通。

验证通过后，将以上参数代入到式(22)和(23)中，可以计算出T_on(Sa1)和T_on(Sa2)。S_a1和S_a2的占空比分别为

ρ_Sa1＝f_cT_on(Sa1) (48)

ρ_Sa2＝f_cT_on(Sa2) (49)

当S_a1和S_a2的占空比满足式(48)和(49)时，可以在全负载范围内实现零电流关断。

八、实验结果

制作了一台4kW的单相实验样机，实验电路如图6所示，本样机输入端采用2个450V/3300μF高压电解电容先串联后在与直流电源并联，输出端接一个2.5Ω的电阻作为负载，在电阻与逆变器主开关桥臂间接入滤波电感电容。实验电路中器件参数值的设置如下：直流电源电压E＝400V，谐振电容C_r1＝C_r2＝0.1μF，谐振电感L_r＝12μH，变压器绕组匝数比k＝0.4，输出滤波器的电感L_a＝1.45mH，输出滤波器的电容C_a＝12μF，死区时间Δ＝3μs，开关频率f_c＝6.5kHz，输出频率f₀＝50Hz，输出电压有效值u₀＝100V，输出电流有效值i₀＝40A，主开关采用正弦波脉宽调制法，调制度M＝0.8，辅助开关触发脉冲的占空比为0.1。辅助二极管D_a1、D_a2、D_a3和D_a4的型号和参数为快速恢复二极管HFA30TA60C(600V/30A)，主开关器件S₁和S₂，辅助开关器件S_a1和S_a2的型号和参数为模块SKM50GB123D(双管1200V/50A)。

满载时，开通S₁的u_S1和i_S1波形如图7(a)；轻载时，开通S₁的u_S1和i_S1波形如图7(b)。从图中可以看出，在S₁开通前，其端电压u_S1已经先减小到零，开通S₁后电流i_S1才开始上升，所以S₁在零电压条件下软开通，其中轻载时，i_S1反向增大，说明电流开始流过S₁的反并联二极管D₁。满载时，关断S₁的u_S1和i_S1波形如图7(c)所示，从图中可以看出，在关断S₁时，S₁的端电压缓慢上升，上升的速率较小，所以主开关S₁在零电压条件下软关断。开通和关断S_a2的u_Sa2和i_Sa2波形如图7(d)所示，从图中可以看出，在S_a2开通时，流过S_a2的电流缓慢上升，上升的速率较小，所以S_a2在零电流条件下软开通，在S_a2关断前，流过S_a2的电流i_Sa2已经减小为零，所以S_a2在零电流条件下软关断。开通和关断D_a2的u_Da2和i_Da2波形如图7(e)所示，从图中可以看出，D_a2开通时，流过D_a2的电流i_Da2缓慢上升，上升的速率较小，所以D_a2在零电流条件下软开通，在D_a2关断前，流过D_a2的电流i_Da2已经减小为零，所以D_a2在零电流条件下软关断。逆变器负载的端电压u₀和电流i₀波形如图7(f)所示，从图中可以看出，逆变器输出电压和输出电流的波形良好，都为正弦波。

为了验证本文所提出的有源谐振极型软开关逆变器在效率上的优势，在相同实验条件下分别测试了软开关逆变器和硬开关逆变器的单相实验电路的效率，在逆变器的输出功率为4kW时，实际测得的效率为96.8％，与传统的硬开关逆变器的效率相比，本文提出的新型软开关逆变器的效率提高了2.5％。