本申请总体上涉及控制混合动力电动的动力传动系统中的提供给igbt的栅极电压。
背景技术：
：包括混合动力电动车辆(hev)和电池电动车辆(bev)的电气化车辆依靠牵引电池来向牵引马达提供电力以用于推进，依靠牵引电池和牵引马达之间的电力逆变器将直流(dc)电力转换为交流(ac)电力。通常的ac牵引马达是三相马达，可通过分别以120度相位分离驱动的三个正弦信号来被供电。牵引电池被配置为在特定电压范围内工作。通常的牵引电池的端电压是大于100伏特的dc电压，牵引电池可以选择性地被称为高电压电池。然而，可通过在不同的电压范围内(通常，以比牵引电池的电压高的电压)工作来实现电机的性能改善。许多电气化车辆包括dc-dc转换器，dc-dc转换器也被称为可变电压转换器(variablevoltageconverter，vvc)，用于将牵引电池的电压转换为电机的工作电压水平。可包括牵引马达的电机可能需要高电压和高电流。根据电压、电流和开关的需求，绝缘栅双极型晶体管(igbt)通常用于在电力逆变器和vvc中产生信号。技术实现要素：一种车辆包括：逆变器，所述逆变器包括带有续流二极管的n沟道型绝缘栅双极型晶体管(igbt)，并具有金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)，其中，n沟道型igbt连接到电机的相，mosfet将局部(local)电压应用于所述igbt的栅极，并且mosfet被配置为：当所述igbt开始使电流流过电机时，随着流过所述续流二极管的电流的流动方向从正向切换为负向而从饱和工作过渡到线性工作。一种车辆的dc-dc转换器包括：电感器、带有续流二极管的n沟道型电荷型(charge)igbt和电荷型mosfet，带有续流二极管的n沟道型电荷型igbt连接在电感器的端子与局部(local)地之间，电荷型mosfet将局部电压应用于所述电荷igbt的栅极，并被配置为：当所述电荷型igbt开始使电流流过电感器时，随着所述续流二极管中的电流流动方向从正向切换为负向而从饱和工作过渡到线性工作。根据本发明的一个实施例，所述dc-dc转换器还包括：带有续流通过型二极管的n沟道通过型(pass)igbt和通过型mosfet，所述n沟道通过型igbt连接在输出端子与电感器的端子之间，所述通过型mosfet将局部通过型电压应用于通过型igbt的通过型栅极，其中，所述通过型mosfet被配置为：当所述通过型igbt开始使输出电流流过连接到所述输出端子的电机时，随着所述续流通过型二极管中的电流流动方向从正向切换为负向而从饱和工作过渡到线性工作。根据本发明的一个实施例，电流是基于电机的相的电感、总线电压和电机的转速的。一种用于车辆的电力电子模块包括：n沟道型igbt，具有发射极、栅极和集电极；续流二极管，与所述igbt并联连接；mosfet，将局部电压应用于所述igbt的栅极，并被配置为：当所述igbt导通时，随着流过所述续流二极管的电流的方向从正向恢复到负向而从饱和工作过渡到线性工作。根据本发明的一个实施例，所述电力电子模块还包括：连接在所述igbt的栅极与所述mosfet之间的栅极电阻器。根据本发明的一个实施例，栅极电阻器的电阻被选择以将所述mosfet的漏极电流限制为针对所述igbt的关联的栅极电压的预定阈值。根据本发明的一个实施例，所述mosfet为p沟道型mosfet。根据本发明的一个实施例，所述电力电子模块还包括：电荷泵电路，用于输出大于局部电压的mosfet栅极电压以使所述mosfet导通，其中，所述mosfet是n沟道型mosfet。附图说明图1是示出了典型的动力传动系统和能量储存组件以及二者之间的电力逆变器的混合动力车辆的示图。图2是车载的可变电压转换器的示意图。图3是车载的电动马达逆变器的示意图。图4是igbt和续流二极管的操作相对于时间的图解示图。图5是在多个栅极电压下的mosfet漏极电流相对于漏源电压的图解示图。图6是二极管电压过冲相对于igbt集电极电流的图解示图。图7是二极管电压过冲相对于igbt栅极电流的图解示图。图8是mosfet漏极电流相对于igbt栅极电压的图解示图。图9是mosfet与igbt连接以用于控制igbt的栅极电压的示意图。图10是mosfet漏极电流相对于igbt栅极电压的图解示图。具体实施方式在此描述本公开的实施例。然而，应理解，公开的实施例仅为示例并且其它实施例可采取各种和替代的形式。附图不一定按比例绘制；一些特征会被夸大或最小化以显示特定组件的细节。因此，在此公开的具体结构和功能细节不应被解释为限制，而仅作为用于教导本领域技术人员以多种形式利用本发明的代表性基础。如本领域的普通技术人员将理解的，参考任一附图说明和描述的各种特征可与一个或更多个其它附图中说明的特征组合，以产生未明确说明或描述的实施例。说明的特征的组合提供了用于典型应用的代表性实施例。然而，与本公开的教导一致的特征的各种组合和变型可被期望用于特定应用或实施方式。在各种各样的工业应用(诸如，逆变器用于ac电力与dc电力之间的转换，以使dc电力流动并转换dc电力以输出到ac电动马达，并使来自发电机的ac电力流动并转换ac电力以输出到dc电池)中广泛使用了绝缘栅双极型晶体管(igbt)和反激二极管或续流二极管。通过栅极驱动器提供的栅极电压来控制igbt的工作。传统的栅极驱动器通常是基于施加到具有电流限制电阻器的igbt栅极的电压(大于阈值电压)的，电流限制电阻器由可切换的电压源和栅极电阻器构成。低的栅极电阻会提供快的开关速度和低的开关损耗，但是也会导致半导体器件的负荷(stress)较大(例如，过电压负荷)。因此，栅极电阻被选择以在开关损耗、开关延迟和器件负荷之间寻求折衷。与传统的用于igbt导通的栅极驱动器关联的一些缺点包括：对开关延迟时间、电流变化率和电压变化率的控制有限，使得优化开关损耗受到限制。另一个缺点是，栅极电阻通常基于最差情况的工作状况来被选择，从而导致在正常工作状况下的开关损耗过量。例如，在高dc总线电压下，栅极电阻基于电流相对于时间的变化(di/dt)而被选择，以便在负载的二极管反激期间避免过量的二极管电压过冲。然而，在低dc总线电压下，被选择以针对高总线电压进行保护的栅极电阻的使用会导致过量的开关损耗，这是因为尽管二极管过电压低于关键阈值，但是开关速度由于所述栅极电阻而减小。为了针对整个开关轨迹和所有的操作范围实现最佳的开关性能，智能栅极驱动策略是必需的。在此示出了匹配的mosfet/igbt组合以减小开关损耗并限制反激二极管过冲。mosfet与igbt匹配以使多阶栅极驱动曲线由在mosfet饱和区之后的mosfet线性区来构成。饱和区中的操作减少导通延迟时间，同时增大igbt的开关速度并减少igbt的开关损耗。线性区降低igbt的开关速度以避免关联的续流二极管上的过量电压过冲。每个脉冲阶段的时序基于mosfet特性而被选择并与关联的igbt的工作状况(例如，igbt栅极电压(vge)以及与vge关联的igbt互导)相匹配，以实现整个操作范围的最佳开关性能。图1描绘了可被称为插电式混合动力电动车辆(phev)的电气化车辆112。插电式混合动力电动车辆112可包括机械地连接到混合动力传动装置116的一个或更多个电机114。电机114能够作为马达或发电机运转。此外，混合动力传动装置116机械地连接到发动机118。混合动力传动装置116还机械地连接到驱动轴120，驱动轴120机械地连接到车轮122。电机114可在发动机118启动或者关闭时提供推进和减速能力。电机114还能够作为发电机操作并且通过回收在摩擦制动系统中通常将作为热损失掉的能量来提供燃料经济效益。电机114还可通过允许发动机118以效率更高的转速运转并允许混合动力电动车辆112在某些状况下运转在发动机118关闭的电动模式下来减少车辆排放。电气化车辆112还可以是电池电动车辆(bev)。在bev构造中，发动机118可以不存在。在其它构造中，电气化车辆112可以是不具有插电能力的全混合动力电动车辆(fhev)。牵引电池或电池组124储存可以被电机114使用的能量。车辆电池组124可提供高电压直流电(dc)输出。牵引电池124可电连接到一个或更多个电力电子模块126。一个或更多个接触器142在断开时可将牵引电池124与其它组件隔离并且在闭合时可将牵引电池124与其它组件连接。电力电子模块126还电连接至电机114并且提供在牵引电池124与电机114之间双向传输能量的能力。例如，牵引电池124可提供dc电压而电机114可使用三相交流电(ac)工作来运转。电力电子模块126可将dc电压转化为三相ac电流以运转电机114。在再生模式中，电力电子模块126可将来自用作发电机的电机114的三相ac电流转化为与牵引电池124兼容的dc电压。车辆112可包括在牵引电池124与电力电子模块126之间电连接的可变电压转换器(vvc)152。vvc152可以是被配置为增大或升高由牵引电池124提供的电压的dc/dc升压转换器。通过增大电压，可减小电流需求，从而导致电力电子模块126和电机114的线束尺寸减小。此外，电机114可以以较高的效率和较低的损耗运转。除提供用于推进的能量之外，牵引电池124还可提供用于其它车辆电系统的能量。车辆112可包括dc/dc转换器模块128，dc/dc转换器模块128将牵引电池124的高电压dc输出转化为与低电压车辆负载兼容的低电压dc供应。dc/dc转换器模块128的输出可电连接至辅助电池130(例如，12v电池)，用于对辅助电池130充电。低电压系统可电连接至辅助电池130。一个或更多个电负载146可连接至高电压总线。电负载146可具有适时地操作和控制电负载146的关联的控制器。电负载146的示例可以是风扇、电加热元件和/或空调压缩机。电气化车辆112可被配置为从外部电源136对牵引电池124进行再充电。外部电源136可以连接到电插座。外部电源136可电连接至充电器或电动车辆供电设备(evse)138。外部电源136可以是由公共电力公司提供的配电网络或电网。evse138可提供电路和控制，以调节和管理电源136与车辆112之间的能量传输。外部电源136可将dc或ac电力提供至evse138。evse138可具有用于插入到车辆112的充电端口134中的充电连接器140。充电端口134可以是被配置为将电力从evse138传输至车辆112的任何类型的端口。充电端口134可电连接至充电器或车载电力转换模块132。电力转换模块132可调节由evse138供应的电力，以将适当的电压水平和电流水平提供至牵引电池124。电力转换模块132可与evse138相互作用，以协调至车辆112的电力传输。evse连接器140可具有与充电端口134的对应凹槽匹配的插脚。可选择地，被描述为被电耦合或电连接的各种组件可使用无线感应耦合来传输电力。可提供一个或更多个车轮制动器144用于使车辆112减速以及防止车辆112移动。车轮制动器144可为液压致动的、电致动的或前述致动方式的一些组合。车轮制动器144可以是制动系统150的一部分。制动系统150可包括用于运转车轮制动器144的其它组件。为了简要起见，附图描绘了制动系统150与车轮制动器144中的一个之间的单一连接。隐含了制动系统150与其它车轮制动器144之间的连接。制动系统150可包括监测与协调制动系统150的控制器。制动系统150可监测制动组件并且控制车轮制动器144用于车辆减速。制动系统150可对驾驶员指令做出响应并且还可自主运转以实施诸如稳定性控制的功能。制动系统150的控制器可实施当被另一控制器或子功能请求时施加请求的制动力的方法。车辆112中的电子模块可通过一个或更多个车辆网络进行通信。车辆网络可包括多个用于通信的信道。车辆网络的一个信道可以是诸如控制器局域网(can)的串行总线。车辆网络的信道中的一个可包括由电气与电子工程师协会(ieee)802标准族定义的以太网。车辆网络的其它信道可包括模块之间的离散连接，并可包括来自辅助电池130的电力信号。不同的信号可通过车辆网络的不同信道进行传输。例如，视频信号可通过高速信道(例如，以太网)进行传输，而控制信号可通过can或离散信号进行传输。车辆网络可包括协助在模块之间传输信号和数据的任意硬件组件和软件组件。车辆网络未在图1中示出，但可以隐含了车辆网络可连接到存在于车辆112的任何电子模块。可存在车辆系统控制器(vsc)148以协调各个组件的操作。图2描绘了被配置为升压转换器的vvc152的示图。vvc152可包括输入端子，所述输入端子可通过接触器142连接到牵引电池124的端子。vvc152可包括连接到电力电子模块126的端子的输出端子。vvc152可以工作在升压模式以使输出端子处的电压大于输入端子处的电压。vvc152可以工作在降压模式以使输出端子处的电压小于输入端子处的电压。车辆112可包括监测和控制在vvc152内的各个位置处的电参数(例如，电压和电流)的vvc控制器200。在一些配置中，vvc控制器200可被包括作为vvc152的一部分。vvc控制器200可确定输出电压基准基于电参数和所述电压基准vvc控制器200可确定足以使vvc152达到期望的输出电压的控制信号。在一些配置中，控制信号可被实施为脉冲宽度调制(pwm)信号，其中pwm信号的占空比是变化的。控制信号可以以预定的开关频率工作。vvc控制器200可指挥vvc152使用控制信号提供期望的输出电压。vvc152工作时的特定控制信号可直接关系到将由vvc152提供的电压升高量。可以控制vvc152的输出电压以达到期望的基准电压。在一些配置中，vvc152可以是升压转换器。在vvc控制器200控制占空比的升压转换器的配置中，输入电压vin、输出电压vout与占空比d之间的理想关系可使用下列等式示出：期望的占空比d可通过测量输入电压(例如，牵引电池电压)并将输出电压设置为基准电压来确定。vvc152可以是将电压从输入电压降低为输出电压的降压转换器。在降压配置中，可以推导出将输入电压和输出电压与占空比相关联的不同表达式。在一些配置中，vvc152可以是可以增大或减小输入电压的降压-升压转换器。此处描述的控制策略不限于特定的可变电压转换器拓扑。参照图2，vvc152可升高或“提高(stepup)”由牵引电池124提供的电力的电势。牵引电池124可提供高电压(hv)dc电力。高电压是大于100伏特dc或100伏特ac的任何电压。在一些配置中，牵引电池124可提供150伏特与400伏特之间的电压。接触器142可串联电连接在牵引电池124与vvc152之间。在接触器142闭合时，hvdc电力可从牵引电池124传输到vvc152。输入电容器202可与牵引电池124并联电连接。输入电容器202可稳定总线电压并减小任意电压和电流纹波。vvc152可接收hvdc电力并根据占空比来升高或“提高”输入电压的电势。输出电容器204可电连接在vvc152的输出端子之间。输出电容器204可稳定总线电压并减小vvc152的输出处的电压和电流纹波。进一步参照图2，vvc152可包括用于升高输入电压以提供升高的输出电压的第一开关器件206和第二开关器件208。开关器件206和开关器件208可被配置为选择性地使电流流向电负载(例如，电力电子模块126和电机114)。开关器件206和开关器件208中的每个可由vvc控制器200的栅极驱动电路(未示出)独立控制并可包括任意类型的可控开关(例如，绝缘栅双极型晶体管(igbt)和场效晶体管(fet))。栅极驱动电路可将基于控制信号(例如，pwm控制信号的占空比)的电信号提供给开关器件206和开关器件208中的每个。二极管可被跨接在开关器件206和开关器件208中的每个上。开关器件206和开关器件208可各自具有相关的开关损耗。开关损耗是在开关器件的状态改变(例如，开/关和关/开的转换)期间产生的功率损耗。可通过在转换期间流经开关器件206和开关器件208的电流以及开关器件206两端的电压和开关器件208两端的电压来量化开关损耗。开关器件还可具有在所述器件开启时产生的相关的传导损耗。车辆系统可包括用于测量vvc152的电参数的传感器。第一电压传感器210可被配置为测量输入电压(例如，电池124的电压)，并将相应的输入信号(vbat)提供给vvc控制器200。在一个或更多个实施例中，第一电压传感器210可测量输入电容器202两端的电压，该电压与电池电压相对应。第二电压传感器212可测量vvc152的输出电压并将相应的输入信号(vdc)提供给vvc控制器200。在一个或更多个实施例中，第二电压传感器212可测量输出电容器204两端的电压，该电压与dc总线电压相对应。第一电压传感器210和第二电压传感器212可包括将电压缩放到适于vvc控制器200的水平的电路。vvc控制器200可包括用于对来自第一电压传感器210和第二电压传感器212的信号进行过滤和数字化的电路。输入电感器214可串联电连接在牵引电池124与开关器件206、208之间。输入电感器214可在将能量储存在vvc152中与释放vvc152中的能量之间转换，以使可变的电压和电流能够作为vvc152的输出而提供，并且能够达到期望的电压升高。电流传感器216可测量通过输入电感器214的输入电流并将相应的电流信号(il)提供给vvc控制器200。通过输入电感器214的输入电流可以是vvc152的输入电压与输出电压之间的电压差、开关器件206和开关器件208的导通时间以及输入电感器214的电感l共同作用的结果。vvc控制器200可包括用于对来自电流传感器216的信号进行缩放、过滤和数字化的电路。vvc控制器200可被配置为控制vvc152的输出电压。vvc控制器200可通过车辆网络接收来自vvc152和其它控制器的输入，并确定控制信号。vvc控制器200可监测输入信号(vbat,vdc,il,)以确定控制信号。例如，vvc控制器200可将与占空比指令相对应的控制信号提供给栅极驱动电路。栅极驱动电路可随后基于占空比指令控制每个开关器件206和开关器件208。提供给vvc152的控制信号可被配置为以特定的开关频率来驱动开关器件206和开关器件208。在开关频率的每个周期内，开关器件206和开关器件208可以以特定的占空比工作。所述占空比限定开关器件206和开关器件208处于开启状态和关闭状态的时间量。例如，100％的占空比可使开关器件206和开关器件208工作在无关闭的持续开启状态下。0％的占空比可使开关器件206和开关器件208工作在无开启的持续关闭状态。50％的占空比可使开关器件206和开关器件208在半个周期内工作在开启状态下并且在另一半周期内工作在关闭状态下。用于两个开关器件206、208的控制信号可以是互补的。即，发送到开关器件之一(例如，开关器件206)的控制信号可以是发送到另一开关器件(例如，开关器件208)的控制信号的相反版本。由开关器件206和开关器件208控制的电流可包括纹波分量，该纹波分量的幅值随着电流幅值以及开关器件206和开关器件208的开关频率和占空比的变化而变化。相对于输入电流，状况最差的纹波电流的幅值出现在相对高的输入电流的状况期间。当占空比不变时，电感器电流的增大导致纹波电流幅值的增大。纹波电流的幅值还与占空比相关。当占空比等于50％时，出现最大幅值的纹波电流。基于这些因素，在高电流以及中等范围的占空比状况下实施测量以减小纹波电流幅值可能是有益的。在设计vvc152时，可以选择电感器214的电感值和开关频率以满足最大容许的纹波电流幅值。纹波分量可以是出现在dc信号中的周期性变量。纹波分量可以通过纹波分量的幅值和纹波分量的频率来定义。纹波分量可具有处于可听到的频率范围内的谐波，其可增加车辆的噪声信号。此外，纹波分量可能为精确控制由电源供电的器件造成困难。在进行开关的瞬间，开关器件206和开关器件208可以在最大电感器电流(dc电流加纹波电流)处关闭，这可导致产生开关器件206两端和开关器件208两端的大电压峰值。由于尺寸和成本的限制，可基于传导电流选择电感值。通常，随着电流增大，电感可由于达到饱和而减小。可以选择开关频率以限制在最差情况情境(例如，最高输入电流和/或占空比接近50％的状况)下的纹波电流分量的幅值。开关器件206和开关器件208的开关频率可被选择为大于连接到vvc152的输出的马达/发电机逆变器的开关频率(例如，5khz)的频率(例如，10khz)。在一些应用中，vvc152的开关频率可被选择为预定的固定频率。通常为了满足噪声和纹波电流的规格而选择预定的固定频率。然而，预定的固定频率的选择可能无法在vvc152的全部工作范围内提供最佳性能。预定的固定频率可在特定集合的工作状况下提供最佳结果，但可能在其它工作状况下做出折衷。增大开关频率可减小纹波电流幅值并降低开关器件206和开关器件208的电压负荷，但可能导致更高的开关损耗。虽然可针对最差情况的纹波状况而选择开关频率，但是vvc152在最差情况的纹波状况下的工作时间可能仅占总工作时间的小百分比。这可能导致可降低燃料经济性的不必要的高开关损耗。此外，固定的开关频率可将噪声频谱集中在非常狭窄的范围内。在这个狭窄的范围内噪声密度增大可导致显著的噪声、振动和不平顺性(nvh)问题。vvc控制器200可被配置为基于占空比和输入电流而改变开关器件206和开关器件208的开关频率。在保持最差情况的工作状况下的纹波电流目标的同时，开关频率的改变可通过减小开关损耗来改善燃料经济性并减少nvh问题。在相对高的电流状况期间，开关器件206和开关器件208可能经历增大的电压负荷。在vvc152的最大工作电流处，可能期望选择相对高的开关频率，从而减小纹波分量的幅值并且开关损耗水平是合理的。可以基于输入电流幅值来选择开关频率，使得开关频率随着输入电流幅值的增大而增大。开关频率可增大至预定的最大开关频率。预定的最大开关频率可以处于在较低的纹波分量幅值与较高的开关损耗之间提供折衷的水平。可以在工作电流范围内按照离散步长改变开关频率或持续改变开关频率。vvc控制器200可被配置为响应于电流输入小于预定的最大电流而减小开关频率。所述预定的最大电流可以是vvc152的最大工作电流。开关频率的改变可以基于输入到开关器件206和开关器件208的电流的幅值。当电流大于预定的最大电流时，开关频率可被设置为预定的最大开关频率。纹波分量的幅值可随着电流的减小而减小。通过以随着电流减小而减小的开关频率工作，开关损耗减小。开关频率可基于输入到开关器件的功率而变化。由于输入功率是输入电流和电池电压的函数，因此输入功率和输入电流可以以相似的方式被使用。由于纹波电流还受占空比影响，开关频率可基于占空比而变化。可基于输入电压与输出电压之间的比而确定占空比。这样，开关频率还可以基于输入电压与输出电压之间的比而变化。当占空比接近50％时，预测的纹波电流幅值为最大值并且开关频率可被设置为预定的最大频率。预定的最大频率可以是被选为使纹波电流幅值最小化的最大开关频率值。开关频率可在占空比范围内按照离散步长改变或持续改变。vvc控制器200可被配置为响应于占空比与在预测的纹波分量幅值处于最大值时的占空比值(例如，50％)之间的差值而从预定的最大频率起减小开关频率。当所述差值小于阈值时，开关频率可被设置为预定频率。当所述差值减小时，开关频率可向着预定的最大频率增大，以减小纹波分量幅值。当所述差值小于阈值时，开关频率可被设置为预定的最大频率。开关频率可被限制在预定的最大频率与预定的最小频率之间。预定的最小频率可以是大于连接到电压转换器152的输出的电力电子模块126的预定开关频率的频率水平。参照图3，系统300被设置用于控制电力电子模块(powerelectronicsmodule，pem)126。图3中的pem126被示出为包括多个开关302a至302f(例如，igbt)，所述多个开关302a至302f被配置为共同操作为具有第一相脚316、第二相脚318和第三相脚320的逆变器。虽然逆变器被示出为三相转换器，但是逆变器可包括附加的相脚。例如，逆变器可以是四相转换器、五相转换器、六相转换器等。此外，pem126可包括多个转换器，并且pem126中的每个转换器包括三个或更多个相脚。例如，系统300可控制pem126中的两个或更多个逆变器。pem126还可包括具有高电力开关(例如，igbt)的dc至dc转换器，以经由升压、降压或其组合来将电力电子模块的输入电压转换为电力电子模块的输出电压。如图3所示，逆变器可以是dc至ac转换器。在操作中，dc至ac转换器可通过dc总线304(包括dc总线304a和304b)从dc电力线路(powerlink)306接收dc电力，并将dc电力转换为ac电力。ac电力经由相电流ia、ib和ic传输以驱动ac电机(也被称为电机114，诸如图3中描绘的三相永磁同步电机(permanent-magnetsynchronousmotor，pmsm))。在这样的示例中，dc电力线路306可包括用于向dc总线304提供dc电力的dc蓄电池。在另一示例中，逆变器可操作为将来自ac电机114(例如，发电机)的ac电力转换成dc电力的ac至dc转换器，dc总线304可将dc电力提供给dc电力线路306。此外，系统300还可以控制其它电力电子拓扑结构的pem126。继续参照图3，逆变器的相脚316、318和320中的每个都包括电力开关302，电力开关302可由各种类型的可控开关来实现。在一个实施例中，每个电力开关302可包括二极管和晶体管(例如，igbt)。图3中的二极管被标记为da1、da2、db1、db2、dc1和dc2，图3中的igbt被分别标记为sa1、sa2、sb1、sb2、sc1和sc2。电力开关sa1、sa2、da1和da2是三相转换器的相脚a的一部分，相脚a在图3中被标记为第一相脚a316。类似地，电力开关sb1、sb2、db1和db2是三相转换器的相脚b318的一部分，电力开关sc1、sc2、dc1和dc2是三相转换器的相脚c320的一部分。逆变器可根据逆变器的特定配置而包括任意数量的电力开关302或电路元件。如图3所示，电流传感器csa、csb和csc被设置以分别感测相脚316、318和320处的电流流动。图3示出了与pem126分开的电流传感器csa、csb和csc。但是，电流传感器csa、csb和csc可根据pem126的配置而被集成为pem126的一部分。图3中的电流传感器csa、csb和csc被安装成分别与相脚a、b和c(即，图3中的相脚316、318和320)串联，并分别为系统300提供反馈信号ias、ibs和ics(也在图3中示出)。反馈信号ias、ibs和ics可以是由逻辑器件(logicdevice，ld)310处理的原始电流信号，或者可被嵌入关于流过各自的相脚316、318和320的电流的数据或信息，或者可利用所述数据或信息被编码。此外，电力开关302(例如，igbt)可包括电流感测能力。电流感测能力可包括被配置有电流镜像输出，电流镜像输出可提供表示ias、ibs和ics的数据/信号。所述数据/信号可表明流过各自的相脚a、b和c的电流的流动方向或电流大小，或者电流的流动方向和大小。再参照图3，系统300包括逻辑器件(ld)或控制器310。逻辑器件(ld)或控制器310可由各种类型的电子器件和/或基于微处理器的计算机或控制器、或者它们的各种组合来实现。为了实现控制pem126的方法，控制器310可执行嵌入有所述方法或利用所述方法编码并且存储在易失性存储器312和/或永久存储器312中的的计算机程序或算法。可选地，逻辑可被编码到离散逻辑、微处理器、微控制器中或者被编码到存储在一个或更多个集成电路芯片中的逻辑阵列或门阵列中。如图3所示的实施例，控制器310接收并处理反馈信号ias、ibs和ics以控制相电流ia、ib和ic，使得相电流ia、ib和ic根据各种电流模式或电压模式而流过相脚316、318和320并进入电机114的各个绕组。例如，电流模式可包括流入和流出dc总线304或dc总线电容器308的相电流ia、ib和ic的模式。图3中的dc总线电容器308被示出为与pem126分开。但是，dc总线电容器308可被集成为pem126的一部分。如图3所示，存储介质(下文称为存储器)312(诸如，计算机可读存储器)可存储嵌入有方法或利用方法编码的计算机程序或算法。此外，存储器312可存储关于pem126中的各种工作状况或组件的数据或信息。例如，存储器312可存储关于流过各个相脚316、318和320的电流的数据或信息。存储器312可以是图3所示的控制器310的一部分。但是，存储器312可被布置在可由控制器310访问的任何适当的位置。如图3所示，控制器310向电力转换器系统126发送至少一个控制信号236。电力转换器系统126接收控制信号236以控制逆变器的开关配置，从而控制流过各个相脚316、318和320的电流。所述开关配置是逆变器中的电力开关302的开关状态的集合。一般来讲，逆变器的开关配置决定了逆变器如何转换dc电力线路306与电机114之间的电力。为了控制逆变器的开关配置，逆变器基于控制信号236来将逆变器中的每个电力开关302的开关状态改变为开启状态或关闭状态。在示出的实施例中，为了将电力开关302切换到开启状态或关闭状态，控制器/ld310向每个电力开关302提供栅极电压(vg)，从而驱动每个电力开关302的开关状态。栅极电压vga1、vga2、vgb1、vgb2、vgc1和vgc2(如图3所示)控制各个电力开关302的开关状态和特性。虽然在图3中逆变器被示出为电压驱动的器件，但是逆变器也可以是电流驱动的器件，或者通过在开启状态与关闭状态之间切换电力开关302的其它策略来被控制。控制器310可基于电机114的转速、镜像电流或igbt开关的温度来改变每个igbt的栅极驱动。栅极驱动的改变可根据多个栅极驱动电流而被选择，在所述多个栅极驱动电流中，栅极驱动电流的变化与igtbt的开关速度的变化成比例。还是如图3所示，相脚316、318和320中的每个包括两个开关302。但是，在相脚316、318和320中的每个中只有一个开关可以处于开启状态，以不会短接dc电力线路306。这样，在每个相脚中，下面开关的开关状态通常与相应的上面开关的开关状态是相反的。因此，相脚的高状态表示相脚中的上面开关处于开启状态并且下面开关处于关闭状态。类似地，相脚的低状态表示相脚中的上面开关处于关闭状态并且下面开关处于开启状态。作为结果，具有电流镜像能力的igbt可以是全部的igbt、igbt的子集(例如，sa1、sb1、sc1)或者单个igbt。在图3示出的三相转换器示例的激活状态期间会发生两种情形：(1)两个相脚处于高状态而第三个相脚处于低状态，或者(2))一个相脚处于高状态而其它的两个相脚处于低状态。这样，三相转换器中的一个相脚(可针对逆变器的特定激活状态而被定义为“参考”相)的状态与具有相同状态的其它两个相脚(或“非参考”相)的状态相反。因此，在逆变器的激活状态期间，非参考相要么都处于高状态，要么都处于低状态。图4是igbt的栅极电压404相对于时间402的曲线400的示例性图解示图。在这个示例中，igbt是n沟道增强型igbt，但是本发明不限于这种器件。在此，曲线图400包括导致igbt的栅极电压(vge)404增大的高电流(ig1)栅极驱动。当vge等于阈值栅极电压406(vth)时，igbt在时间410处导通。栅极电流(ig1)基本保持到栅极电压(vge)在时间412处越过米勒平坦区域(millerplateau)408为止。在达到米勒平坦区域408之后，栅极电压将达到峰值414，并稳定到米勒平坦区域的电压直到点416，点416处的栅极电压404增大到点418处的最大栅极电压。续流二极管具有二极管电流420。通常在工作期间，当igbt截止时，续流二极管是正向偏置的并使电流流过二极管直到施加于igbt的栅极电压404在时间410处增大到阈值电压406，在时间410处，流过igbt的电流减少了流过二极管的电流，二极管电流420减小。二极管电流420继续减小，并且在时间412处，二极管电流的方向从正向电流变为负向电流。二极管电流420将继续减小到负向电流峰值424，然后，电流将稳定到零。二极管的负向电流是在二极管的反向恢复时间内的。在反向恢复时间内流动的电荷(称为反向恢复电荷)必须在二极管切断之前被收回。当从导通切换到截止状态或切断状态时，反向恢复电荷必须在二极管截止反向电流之前被收回。当二极管电流420正向偏置并且使电流流动时，igbt集电极电流426被切断。igbt集电极电流426被切断直到栅极电压404达到阈值电压406为止，在阈值电压406处，igbt将开始使集电极电流426流动。集电极电流426是基于igbt的栅极电压404和互导的。与二极管电流420关联的二极管电压428开始时为低(即，二极管两端的正向电压降)然后增大，从而在负向电流峰值424出现稍后二极管电压428达到峰值。由于超过二极管的最大电压的峰值可能损坏二极管，因此igbt的操作和vge的施加的目的在于减小二极管电压峰值。图4示出了被划分为4个阶段(阶段i至iv)的用于车辆系统的igbt导通瞬态。在阶段i，栅极电压404从0上升到阈值电压406(vth)。所述阈值电压通常是5v至7v。在这个阶段中，igbt集电极电流426(ic)几乎等于0。通常，与igbt关联的续流二极管是正向偏置的并具有在稳定状态导通电流处的二极管电流420(id)，例如，在混合动力车辆的逆变器中，电流可能大约是300a。阶段i期间的栅极驱动可被设计为提供最大电流以减少栅极驱动开始信号和igbt栅极响应之间的延迟时间。在阶段ii，栅极电压404超过栅极电压阈值(vth)，igbt电流426开始增大。阶段ii的栅极电压404从vth406增大到米勒平坦区域408的电压。随着栅极电压404增大，igbt集电极电流426(ic)从0开始增大，二极管电流420从稳定状态导通电流下降到0(422)。阶段ii的栅极驱动可被设计为提供最大电流以减少瞬态时间和损耗。在阶段iii，igbt集电极电流426增大超过稳定状态导通电流，二极管电流420从正向电流变为负向电流。这被称为二极管反向恢复状态。二极管电压428快速增大并增大超过dc总线电压，例如，在混合动力车辆的逆变器中，电压可能大约是400v。如果二极管电压428达到高于igbt截止电压或二极管截止电压的电压，则igbt或二极管将被损坏。栅极驱动应提供小电流以减慢二极管反向恢复并避免二极管过电压。在阶段iv，二极管从反向恢复作用中完全恢复，igbt栅极电压继续增大到15v。图5是示出在多个栅极电压506a至506g(统称为506)下的mosfet的相对于漏源电压(vds)504的漏极电流(id)502的mosfet特性曲线500的图解示图。示出的栅极电压506是栅源电压(vgs)减去阈值电压(vth)的差。大于阈值电压(vth)的栅源电压(vgs)还被称为大于阈值的栅极电压(vgt)。对于增强型mosfet，阈值电压是在mosfet的源极端子和漏极端子之间建立导通路径所需要的最小栅源电压差。mosfet在小于vth的栅极电压下不导通。mosfet的第一工作状态被称为截止，并且是栅极电压小于vth并且mosfet不导通的情况。当观察mosfet的特性曲线500时，示出的过渡线508是漏源电压(vds)等于vgs–vth的点的连线。当栅极电压大于vth并且漏源电压(vds)大于vgs–vth时，mosfet工作在饱和区，这还被称为饱和工作模式。传统上，当栅极电压大于vth并且漏源电压(vds)小于vgs–vth时，mosfet被视为工作在线性区。然而，可沿着另一条线(即，次线性过渡线(sub-lineartransitionline)510)划分出线性区。次线性过渡线510是mosfet的漏极电流等于常数乘以vds和vgt的点的连线。当工作在vds比vgt小得多的线性区时，特性是工作处于真线性区，而对于工作在次线性过渡线510与过渡线508之间的较大的vds而言，工作处于次线性区。在此，进行mosfet的选择以使随着igbt栅极电压增大，mosfet的vds减小，所以最初时，mosfet在饱和区导通从而允许最大电流。随着igbt栅极电压增大，mosfet的vds减小使得随着流过续流二极管的电流从正向变为负向，vds越过过渡线508。这样限制了流向igbt的栅极的电流并缓和了导通以减少二极管过冲。在可选的实施例中，进行mosfet的选择使得随着igbt栅极电压增大，mosfet的vds减小以使随着流过续流二极管的电流从正向变为负向，vds越过次线性过渡线510。图6是二极管电压(vd)过冲602相对于igbt集电极电流604(ic)的图解示图600。基于测试结果，示出了在恒定栅极电流(例如，3a)处和在恶劣环境(例如，温度＝-25℃，dc总线电压＝400v)的工作期间的二极管电压(vd)过冲602相对于ic604的曲线606。该曲线图600示出了：当igbt电流604是300a(608)时，二极管电压过冲达到峰值115v。在这种状况下，二极管电压峰值会在二极管反向恢复期间达到400v+115v＝515v。图7是二极管电压(vd)过冲702相对于igbt栅极电流704(ig)的图解示图700。该图解示图700示出了在恶劣环境(例如，ic＝300a,温度＝-25℃,dc总线电压＝400v)下的操作期间vd过冲702相对于ig704的趋势706。示出了：随着栅极电流704增大，igbt的开关速度增大并且二极管反向恢复变快。如果二极管的规格确定在任何条件下最大电压都不能高于515v，则在反向恢复期间，最大栅极电流可能需要被限制仅为3a(708)。根据上述分析，不期望在ic＝300a并且栅极电流大于3a时发生二极管反向恢复。根据上述附图，期望在反向恢复期间栅极电流小于3a。这为选择mosfet提供了指导。下面是igbt的转移曲线的示例表。ic(安培)vge(伏特)17108100930010.54501160012根据igbt转移曲线的数据，mosfet和igbt的组合可基于在ic＝300a处的对应的米勒平坦区域电压(其中，当ic＝300a时vge＝10.5v)而被确定。图8是mosfet漏极电流802(id)相对于igbt栅极电压804(vge)的图解示图800。mosfet漏极电流802相对于vge804的曲线可用于选择mosfet。例如，图8示出了三个不同mosfet的响应，mosfet1的响应806、mosfet2的响应808和mosfet3的响应810。在此，mosfet2和mosfet3满足要求812，而mosfet1不满足要求。当在mosfet2与mosfet3之间进行选择时，事实上mosfet2在小的vg下具有较高的电流，因此，选择mosfet2是有益的。图9是mosfet906与igbt902连接以用于控制igbt902的栅极电压的示意图900。igbt通常具有发射极、栅极和集电极，然而，一些igbt被配置有多个元件，诸如，具有双发射极的igbt。双发射极的使用允许电流镜像配置，在电流镜像配置中，流过双发射极之一的电流可基于流过另一发射极的电流而被确定。与igbt902连接的是续流二极管904。续流二极管904也可被称为反激二极管或钳位二极管。续流二极管904可以与igbt902集成为单片，二极管904可与igbt902是分立的且被封装在单独的包装中，或者与igbt902封装在同一包装中。二极管904被定向为使得二极管904的阳极与n沟道igbt的发射极连接。mosfet906也被称为金属氧化物半导体场效应晶体管，可以是增强型fet、耗尽型fet或结晶型场效应晶体管(jfet)。耗尽型fet和jfet的操作不同于增强型fet的操作，增强型fet在没有栅极电压的情况下不导通且需要栅极电压增强沟道以使器件将在漏极与源极之间形成导通沟道。耗尽型fet在漏极与源极之间具有导通沟道。jfet和耗尽型晶体管需要栅极上的电压来切断沟道并停止漏极与源极之间的导通。jfet和耗尽型fet的使用需要栅极驱动以与增强型fet的方式相反的方式工作。此外，由于这些组件在没有施加栅极电压的情况下具有导通沟道，因此，必须注意降低高处器件和低处器件同时导通的风险。电路900还可包括外部栅极电阻器908。栅极电阻器可限制流向igbt902的栅极的电流。此外，mosfet的栅极电压可以低于正常导通状态的栅极电压，以使mosfet工作在线性区。图10是mosfet漏极电流1002(id)相对于igbt栅极电压1004(vge)的图解示图1000。在此，单个mosfet被选择用于驱动igbt，响应基于栅极电阻器(radj)(诸如，栅极电阻器908)的不同的值而被提供。在此，radj被示出为使mosfetid—vge曲线偏移。图10以图形方式示出了图8中的具有不同的radj的mosfet1的响应。示出了即使当原始的mosfet1(如曲线1006所示)不满足要求1012时，但是在使用mosfet1时添加radj＝1.0欧姆(如曲线1010所示)就能满足要求1012。相似地，使用radj＝0.5欧姆(如曲线1008所示)不满足要求1012。在此公开的处理、方法或算法可被传送到处理装置、控制器或计算机/通过处理装置、控制器或计算机实现，其中，所述处理装置、控制器或计算机可包括任何现有的可编程电子控制单元或专用电子控制单元。类似地，处理、方法或算法可按照许多形式被存储为可由控制器或计算机执行的数据和指令，所述形式包括但不限于：永久地存储在不可写入的存储介质(诸如，只读存储器(rom)装置)上的信息和可改变地存储在可写入的存储介质(诸如软盘、磁带、致密盘(cd)、随机存取存储器(ram)装置以及其它磁性介质和光学介质)上的信息。所述处理、方法或算法还可被实施为软件可执行对象。可选地，所述处理、方法或算法可利用合适的硬件组件(诸如专用集成电路(asic)、现场可编程门阵列(fpga)、状态机、控制器或者其它硬件组件或装置)或者硬件、软件和固件组件的组合来整体或部分地实现。虽然上文描述了示例性实施例，但是并不意味着这些实施例描述了权利要求包含的所有可能的形式。说明书中使用的词语为描述性词语而非限制性词语，并且应理解，在不脱离本公开的精神和范围的情况下可以做出各种改变。如前所述，可组合各个实施例的特征以形成本发明的可能未明确描述或说明的进一步的实施例。虽然关于一个或更多个期望特性，多个实施例可能已被描述为提供优点或优于其它实施例或现有技术的实施方式，但是本领域普通技术人员应该认识到，根据具体应用和实施方式，一个或更多个特征或特性可被折衷以实现期望的整体系统属性。这些属性可包括但不限于成本、强度、耐用性、生命周期成本、可销售性、外观、包装、尺寸、可维修性、重量、可制造性、装配的便利性等。因此，被描述为在一个或更多个特性方面不如其它实施例或现有技术的实施方式的实施例并不在本公开的范围之外，并且可被期望用于特定的应用。当前第1页12