基于LLC拓扑的实现超宽输出电压范围的系统及方法与流程

本发明涉及一种基于LLC拓扑的实现超宽输出电压范围的系统及方法。

背景技术：

随着新能源电动汽车的产业化及充电站的设施建设的持续发展，对充电桩建设提出了体积小、功率密度高、效率高、输出电压范围大的要求。为了适用目前市面多种汽车的充电需求，需要充电桩输出较宽范围的电压，范围可达200V～750VDC。目前充电模块DCDC部分大都采用LLC拓扑，而LLC拓扑对输出电压范围大这方面不易实现。LLC拓扑一般采用全桥和半桥方式。

然而，无论采用全桥方式还是半桥方式，LLC拓扑均采用PFM调频控制方法，当需要实现宽电压范围输出时，调频的范围太宽，当电压往高调时，很容易进入ZCS状态；当电压往底调时，开关频率提高，使mos、整流二极管、变压器、谐振电感的损耗增加。

综上，目前充电模块DCDC部分大多采用LLC拓扑，LLC拓扑具可以实现全范围mos软开通、输出整流二极管可以实现零电流关断、输出纹波电流小，不需要很大电容等特点。但LLC采用PFM调频控制方法，当需要实现宽电压范围输出时，调频的范围太宽，当电压往高调时，很容易进入ZCS状态；当电压往底调时，开关频率提高，使mos、整流二极管、变压器、谐振电感的损耗增加。

技术实现要素：

本发明为了解决上述问题，提出了一种基于LLC拓扑的实现超宽输出电压范围的系统及方法，本发明与单独使用全桥LLC和半桥LLC的充电模块相比，在不增加成本的情况下，能够有效的扩大输出电压的范围。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种基于LLC拓扑的实现超宽输出电压范围的系统，包括全桥LLC拓扑结构，所述全桥LLC拓扑结构的开关管全桥电路的桥臂上设置有切换电路，使其能够切换状态，形成半桥电路。

所述全桥LLC拓扑结构，包括直流输入电源，连接直流输入电源的开关管全桥电路，连接在全桥电路中性点的谐振电路和连接谐振电路的变压器初级励磁电感，变压器次级励磁电感通过全桥整流电路和滤波电容后连接负载。

所述谐振电路包括串联的谐振电容和谐振电感。

所述谐振电路和变压器初级励磁电感形成谐振网络。

所述切换电路控制状态为全桥电路时，相邻桥臂使用互补的驱动信号，所述驱动信号占空比为50％，且两个驱动信号之前存在死区。

所述切换电路控制状态为半桥电路时，相邻桥臂使用互补的驱动信号，所述驱动信号占空比为50％，且两个驱动信号之前存在死区。

所述切换电路控制状态为半桥电路时，将开关管全桥电路一侧的上桥臂开关管开路，下桥臂开关管短路。

一种基于LLC拓扑的实现超宽输出电压范围的方法，当输出电压的范围差值超过设定值时，切换为全桥LLC拓扑结构，否则，切换LLC拓扑为半桥LLC拓扑结构，以保证充电模块实现在大部分情况下工作在谐振点附近，减少开关损耗。

切换LLC拓扑为半桥LLC拓扑结构的方法为将开关管全桥电路一侧的上桥臂开关管Q4驱动输出为高，Q4的漏极、源极为导通状态；将开关管全桥电路一侧的上桥臂开关管Q3驱动输出为低电平，Q3的漏极、源极为高阻状态，开关管全桥电路另一侧的两个开关管使用互补波形进行输出。

本发明的有益效果为：

(1)本发明结构简单，能够实现全桥LLC及半桥LLC之间的切换，实现充电模块DC/DC部分能够实现在大部分情况下工作在谐振点附近，以减少开关损耗；

(2)本发明与单独使用全桥LLC和半桥LLC的充电模块相比，在不增加成本的情况下有效的扩大输出电压范围、更易与谐振网络设计并提高低电压下效率。

附图说明

图1为本发明的LLC拓扑全桥电路的结构示意图；

图2为本发明的LLC拓扑半桥电路的结构示意图；

图3为两种LLC拓扑结构电压与开关频率的关系示意图。

具体实施方式：

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

全桥LLC拓扑如图1所示，其组成可以分解为一下几部分：

直流输入电源Vin。

由mosQ1、Q2、Q3、Q4组成的全桥，其中D1、D2、D3、D4为mos内部寄生二极管，C1、C2、C3、C4为mos内部DS寄生电容。

谐振电容Cr。

谐振电感Lr。

初级励磁电感为Lm的变压器，其匝比为n。

由二极管D5、D6、D7、D8组成的全桥整流。

滤波电容Cf。

负载RL。

全桥LLC的谐振电容Cr、谐振电感Lr(包含变压器的漏感)、励磁电感Lm构成谐振网络。

在拓扑中，Q1、Q4使用同一个占空比50％的驱动信号，Q2、Q3使用与Q1、Q4驱动互补的驱动信号，两个驱动信号之间有一死区，以防止桥臂直通及为MOS零电压开通提供条件。

半桥LLC拓扑如图2所示，其组成可以分解为一下几部分：

直流输入电源Vin。

由mosQ1、Q2组成的半桥，其中D1、D2为mos内部寄生二极管，C1、C2为mos内部DS寄生电容。

谐振电容Cr。

谐振电感Lr。

初级励磁电感为Lm的变压器，其匝比为n。

由二极管D5、D6、D7、D8组成的全桥整流。

滤波电容Cf。

负载RL。

半桥LLC的谐振电容Cr、谐振电感Lr(包含变压器的漏感)、励磁电感Lm构成谐振网络。

在拓扑中，Q1、Q2使用一组占空比为50％的互补信号驱动，两个驱动信号之间有一死区，以防止桥臂直通及为MOS零电压开通提供条件。

LLC采用PFM调频控制方法，当需要实现宽电压范围输出时，调频的范围太宽，当电压往高调时，很容易进入ZCS状态；当电压往底调时，开关频率提高，使mos、整流二极管、变压器、谐振电感的损耗增加。

全桥LLC的输出电压如下式：

式中Vin为输入电压、Vo为输出电压、n为变压器匝比、fs为开关频率、fr为谐振电容Cr谐振电感Lr的谐振频率、fp为谐振电容Cr与谐振电感Lr，励磁电感Lm串联的谐振频率、Ln为Lm/Lr、Q为RL等效到原边的等效电阻与Lr、Cr组成网络的品质因数。

而半桥LLC的输出电压为：

式中的参数与全桥一致。可以看出当所有参数一样时，半桥LLC的输出电压为全桥输出电压的一半。因此可以通过将全桥转化为半桥来实现输出电压减半，从而提高输出电压范围。

如图3，横坐标为开关频率，纵坐标为输出电压，实线为全桥LLC的输出电压与开关频率的关系曲线，虚线为半桥LLC输出电压与开关频率的关系曲线，看以看出，若要实现输出电压范围200～500，当采用全桥LLC时，开关频率为100K～300K，当200V附近采用半桥LLC时，开关频率范围大幅下降，可以有效的降低mos的开关损耗，提高充电模块的效率及可靠性。

通过图1与图2对比可一看出半桥LLC与全桥LLC相比，少了另外一组Q3、Q4组成的桥臂。全桥LLC可以通过把Q3开路、Q4短路的方式转换成半桥LLC。因此当需要切换成半桥LLC时，Q4驱动输出为高，Q4的漏极、源极为导通状态；Q3驱动输出为低电平，Q3的漏极、源极为高阻状态。Q1、Q2依然使用50％的互补波形进行输出。

本发明的主要方法为以200VDC～500VDC输出为例，当输出电压为250VDC～500VDC时，充电模块一全桥LLC方式工作；当输出电压设为200VDC～300VDC时，充电模块切换到半桥LLC方式进行工作。这样充电模块DCDC部分能够实现在大部分情况下工作在谐振点附近，以减少开关损耗。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。