一种反激式开关电源的制作方法

本发明涉及开关电源领域，特别涉及反激式开关电源。

背景技术：

目前，开关电源应用很广，对于输入功率在75w以下，对功率因数(pf，powerfactor，也称功率因素)不作要求的场合，反激式(fly-back)开关电源具有迷人的优势：电路拓扑简单，输入电压范围宽。由于元件少，电路的可靠性相对就高，所以应用很广。为了方便，很多文献也称为反激开关电源、反激电源，日本和台湾地区又称返驰式变换器、返驰式开关电源、返驰电源。用于ac/dc变换器的常见拓扑如图1所示，该图原型来自张兴柱博士所著的书号为isbn978-7-5083-9015-4的《开关电源功率变换器拓扑与设计》第60页，该书在本文中简称为：参考文献1。由整流桥101、滤波电路200、以及基本反激拓扑单元电路300组成，300也简称为主功率级，实用的电路在整流桥前还加有压敏电阻、ntc热敏电阻、emi(electromagneticinterference)等保护电路，以确保反激电源的电磁兼容性达到使用要求。反激式开关电源要求原副边绕组之间的漏感越小越好，这样变换效率高，而且原边主功率开关管承受的耐压也降低，对于使用rcd网络作为去磁、吸收的反激变换器，rcd网络的损耗也降低。注：rcd吸收是指电阻、电容、二极管组成的吸收电路，我国的文献同国际上一样，一般用字母r给电阻编号并代表电阻，用字母c给电容编号并代表电容，用字母d给二极管编号并代表二极管，电阻和电容并联，再与二极管串联后形成rcd网络。

整流桥101一般由四个整流二极管组成，当不存在整流桥101时，200、300可以构成dc/dc开关电源或变换器，因为是直流供电，不存在功率因数的要求，功率可以做到75w以上。事实上，低压dc/dc开关电源中采用反激拓扑的并非主流，这是因为在低压时，反激式开关电源的输入电流不连续，纹波较大，对之前的供电设备的要求较高；输出电流也不连续，纹波很大，对后面的滤波电容的容量要求高；特别是当输入电压较低时，由于激磁电流变大，原边绕组得采用多股线并绕；原边绕组的电感量也较低，经常出现计算出来的匝数不能平铺绕满骨架的线槽的左边到右边，特别是工作电压较高时可以采用三明治串联绕法的方案，在低工作电压下而被迫采用三明治并联绕法的方案，由于两个原边绕组不在同一层，这两个原边绕组之间就有漏感，这个漏感会产生损耗，从而让开关电源的效率变低，两个并联的原边绕组之间的漏感引发的问题：1)激磁时，由于漏感存在，其感应电压差在漏感上存在压差，引起不可忽视的损耗，这样理解比较容易：两个并联的原边绕组若匝数差一匝，相当于存在这一匝匝间短路，只不过是通过两个并联的原边绕组的直流内阻短路，相对来说，损耗没有真正的匝间短路那么大；2)去磁时，即副边的整流二极管导通，对输出滤波电容续流充电，这时，原边感应出反射电压，两个并联的原边绕组会感应出不相等的电压，由于绕组的内阻低，感应出不相等的电压引起的电流并不小，从而引起损耗和较大的电磁干扰；3)使用第三绕组去磁的话，第三绕组是和两个并联的原边绕组中的谁并绕？只能采用两个第三绕组，分别与两个并联的原边绕组并绕，然后再并联成“第三绕组”，工艺复杂，由两个绕组并联的第三绕组也存在会感应出不相等的电压，从而引起损耗和较大的电磁干扰。

所以，在工作电压较低时，反激式开关电源多采用最原始的绕法，先绕原边，再绕副边，再绕辅助绕组，也可以让效率做得较好，但是随着功率增加、工作频率的增加，原边要采用多股线并绕，因为随着工作频率的提升，高频电流更趋于在漆包线的表面流动，这种情况下，多股线并绕可以解决这一问题，由厂家绞合好的多股线又叫利兹线。多股线并绕带来的问题是：多股线向变压器骨架上的引脚缠绕、焊接不方便，由于引脚通常较细，多股线相比之下显得较粗，难以良好地包裹引脚，且它们之间的接触面积较小，焊接可靠性较差，当然，可以采用把多股线分为两大股，其中一大股从引脚1、3引出线，另一大股从引脚2、4引出线，引脚1、2、3、4按顺序排；或其中一大股从引脚1、4引出线，另一大股从引脚2、3引出线；然后在电路板上再并联，但在实际的电路板布线设计中，遇到的问题仍不少：为了使得反激电源的电磁兼容性能达标，主功率回路的回路面积要小，同时，去磁回路的面积也要小，布线时比较困难。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明要解决现有的低压反激式开关电源存在的不足，提供一种反激式开关电源，原边绕组采用两大股分开出线，即形成两个原边绕组，不在电路板上并联，电路板上布线简单，且两个原边绕组都参与激磁。

本发明的目的是这样实现的，一种反激式开关电源，包括一变压器，一n沟道场效应管，第二电容，吸收网络，第二二极管，变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组，副边绕组异名端与第二二极管阳极连接，第二二极管阴极与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组同名端与第二电容另一端连接，并形成输出负；输入直流电源的正端同时与第一原边绕组同名端、吸收网络的阴极相连，第一原边绕组异名端与n沟道场效应管的漏极相连；吸收网络的阳极与第二原边绕组异名端相连，n沟道场效应管的源极连接第二原边绕组同名端，连接点同时连接输入直流电源的负端；n沟道场效应管的栅极连接控制信号；吸收网络至少包括一只第一二极管；其特征在于：第一原边绕组和第二原边绕组为双线并绕，还包括第一电容，第一电容的一端与第一原边绕组异名端相连，第一电容的另一端与第二原边绕组异名端相连。

本发明还提供上述方案一的等同方案，方案二：本发明目的还可以这样实现，一种反激式开关电源，包括一变压器，一n沟道场效应管，第二电容，吸收网络，第二二极管，变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组，副边绕组异名端与第二二极管阳极连接，第二二极管阴极与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组同名端与第二电容另一端连接，并形成输出负；输入直流电源的正端同时与n沟道场效应管的漏极、第二原边绕组异名端相连，n沟道场效应管的源极与第一原边绕组同名端相连；第二原边绕组同名端与吸收网络的阴极相连，第一原边绕组异名端与吸收网络的阳极相连，连接点同时连接输入直流电源的负端；n沟道场效应管的栅极连接控制信号；吸收网络至少包括一只第一二极管；其特征在于：第一原边绕组和第二原边绕组为双线并绕，还包括第一电容，第一电容的一端与第一原边绕组同名端相连，第一电容的另一端与第二原边绕组同名端相连。

本发明还提供采用p沟道场效应管的技术方案，在上述方案一的基础上，电源、二极管、同名端的极性要反过来(输出整流部分不用反过来)，那么得到方案三：一种反激式开关电源，包括一变压器，一p沟道场效应管，第二电容，吸收网络，第二二极管，变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组，副边绕组异名端与第二二极管阳极连接，第二二极管阴极与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组同名端与第二电容另一端连接，并形成输出负；输入直流电源的负端同时与第一原边绕组异名端、吸收网络的阳极相连，第一原边绕组同名端与p沟道场效应管的漏极相连；吸收网络的阴极与第二原边绕组同名端相连，p沟道场效应管的源极连接第二原边绕组异名端，连接点同时连接输入直流电源的正端；p沟道场效应管的栅极连接控制信号；吸收网络至少包括一只第一二极管；其特征在于：第一原边绕组和第二原边绕组为双线并绕，还包括第一电容，第一电容的一端与第一原边绕组同名端相连，第一电容的另一端与第二原边绕组同名端相连。

本发明还提供上述方案三的等同方案，为方案二采用p沟道场效应管的技术方案，在上述方案二的基础上，电源、二极管、同名端的极性要反过来(输出整流部分不用反过来)，得到方案四：本发明目的还可以这样实现，一种反激式开关电源，包括一变压器，一p沟道场效应管，第二电容，吸收网络，第二二极管，变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组，副边绕组异名端与第二二极管阳极连接，第二二极管阴极与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组同名端与第二电容另一端连接，并形成输出负；输入直流电源的负端同时与p沟道场效应管的漏极、第二原边绕组同名端相连，p沟道场效应管的源极与第一原边绕组异名端相连；第二原边绕组异名端与吸收网络的阳极相连，第一原边绕组同名端与吸收网络的阴极相连，连接点同时连接输入直流电源的正端；p沟道场效应管的栅极连接控制信号；吸收网络至少包括一只第一二极管；其特征在于：第一原边绕组和第二原边绕组为双线并绕，还包括第一电容，第一电容的一端与第一原边绕组异名端相连，第一电容的另一端与第二原边绕组异名端相连。

优选地，第二原边绕组通过第一电容参与激磁。

优选地，漏感的能量由第二原边绕组经吸收网络实现吸收。

优选地，pcb布线时第一原边绕组和第二原边绕组的激磁电流的物理路径的方向相反。

作为上述四种方案的改进，其特征在于：第一原边绕组和第二原边绕组的线径相同。

作为上述四种方案吸收网络的第一种具体实施方式，其特征在于：吸收网络为rcd网络，rcd网络还包括第一电阻、第三电容，第一电阻和第三电容并联，再与第一二极管串联后形成rcd网络，rcd网络具有两个端子，其中，允许直流电流流入rcd网络的端子为阳极，直流电流从rcd网络流出的端子为阴极。

作为上述四种方案吸收网络的第二种具体实施方式，其特征在于：吸收网络还包括第一稳压管，第一稳压管与第一二极管反向串联后形成吸收网络，吸收网络具有两个端子，其中，允许直流电流经第一二极管流入吸收网络的端子为阳极，同时，第一稳压管工作在击穿状态；直流电流从吸收网络流出的端子为阴极。

作为上述吸收网络的第二种具体实施方式的改进，其特征还在于：第一稳压管为tvs管。

工作原理将结合实施例，进行详细地阐述。本发明的有益效果为：原边被拆成双绕并绕的两大股，分别出线，这样，变压器骨架上的引脚绕得下出线头，电路板上的布线方便，且原边的两个绕组都参与激磁；emi性能非常好；提高了原边绕组的利用率、电流密度，故功率密度大。

附图说明

图1为现有的反激式开关电源用于交流变直流的原理图；

图2为本发明反激式开关电源方案一对应的第一实施例原理图；

图2-1为第一种rcd吸收网络的原理图；

图2-2为第二种rcd吸收网络的原理图；

图2-3为第一实施例在上电时对电容c1充电的示意图；

图2-4为第一实施例在上电后电容c1充电完成的电压极性示意图；

图2-5为第一实施例中q1饱和导通时，产生两路激磁电流41、42的示意图；

图2-6为第一实施例中q1截止，产生续流电流43、去磁电流44的示意图；

图3为本发明反激式开关电源方案二对应的实施方式二原理图；

图4为本发明反激式开关电源方案三对应的实施方式三原理图；

图4-1为第一种非rcd吸收网络的原理图；

图4-2为第二种非rcd吸收网络的原理图；

图5为本发明反激式开关电源方案四对应的实施方式四原理图。

具体实施方式

第一实施例

图2示出了本发明第一实施例的反激式开关电源的原理图，包括一变压器b，一n沟道场效应管q1，第二电容c2，吸收网络400，第二二极管d2，变压器b包括第一原边绕组np1、第二原边绕组np2和副边绕组ns，副边绕组ns异名端与第二二极管d2阳极连接，第二二极管d2阴极与第二电容c2一端连接，并形成输出正，为图中vout的+端，副边绕组ns同名端与第二电容c2另一端连接，并形成输出负，为图中vout的-端；输入直流电源udc的正端+同时与第一原边绕组np1同名端、吸收网络400的阴极相连，第一原边绕组np1异名端与n沟道场效应管q1的漏极相连；吸收网络400的阳极与第二原边绕组np2异名端相连，n沟道场效应管q1的源极s连接第二原边绕组np2同名端，连接点同时连接输入直流电源udc的负端-；n沟道场效应管q1的栅极g连接控制信号；吸收网络400至少包括一只第一二极管d1；其特征在于：第一原边绕组np1和第二原边绕组np2为双线并绕，还包括第一电容c1，第一电容c1的一端与第一原边绕组np1异名端相连，第一电容c1的另一端与第二原边绕组np2异名端相连。

同名端：图中绕组中以黑点标记的一端；

异名端：图中绕组中没有黑点标记的一端；

控制信号：包括pwm脉冲宽度调制信号、pfm脉冲频率调制信号等各种方波；

变压器b：第一原边绕组np1和第二原边绕组np2在图中，其磁心用虚线相连，表示其为绕在一只变压器上，共用同一只磁心，并非独立的变压器，只是为了图形清晰、连接关系简单，才使用了图中的画法。

吸收网络400：吸收网络为rcd网络，参见图2-1，rcd网络还包括第一电阻r1、第三电容c3(为了分析方便，按教科书的标准，以下简称为电容c3或c3，其它器件同)，第一电阻r1和第三电容c3并联，再与第一二极管d1串联后形成rcd网络，串联的方法有两种，第一种：d1的阴极与r1和c3的并联网络连接，rcd网络具有两个端子a和k，其中，允许直流电流流入rcd网络的端子为阳极a，直流电流从rcd网络流出的端子为阴极k，观察d1的阳极、阴极，不难看出rcd网络的阳极、阴极。

第二种：如图2-2所示，d1的阳极与r1和c3的并联网络连接，rcd网络具有两个端子a和k，其中，允许直流电流流入rcd网络的端子为阳极a，直流电流从rcd网络流出的端子为阴极k。这两种工作原理相同。

在图2中，n沟道场效应管q1的源极连接第二原边绕组np2同名端，连接点同时连接输入直流电源udc的负端-，即场效应管q1的源极连接输入直流电源udc的负端-，这在实际应用中并不直接存在，这是因为在开关电源领域中，基本拓扑的工作原理分析都会略去不必要的因素。在实际应用中，场效应管的源极都会接入电流检测电阻或电流互感器来检测平均电流或峰值电流来实现各种控制策略，这种通过电流检测电阻或电流互感器与源极相连，等同与源极相连，这是本技术领域的公知技术，本申请遵循业界默认的规则。若使用电流互感器，电流互感器可以出现在激磁回路的任何一个地方，如场效应管的漏极，如第一原边绕组的同名端或异名端，而且电流互感器除了传统的原边为一匝的“导线”、副边为多匝线圈的磁心式互感器，还可以是霍尔传感器。

工作原理：参见图2，当第一电容c1不存在时，电路就是一个第三绕组去磁的反激式开关电源，第二原边绕组np2就成了去磁专用的“第三绕组”，但是本发明就是加了电容c1后，电路的工作原理与现有技术比，完全不同；

图2电路在上电时，d1因反偏，吸收网络400因而不工作，q1因没有收到控制信号也不工作，相当于开路，那么电源udc通过第一原边绕组np1向c1充电，该电流同时通过第二原边绕组np2回到电源udc的负端，如图2-3所示，图中用二个箭头标出了对c1充电电流的方向，可见，第一原边绕组np1的充电电流为：从同名端流向异名端；第二原边绕组np2的充电电流为：从异名端流向同名端；np1和np2为双线并绕，这两个电流大小相等，产生的磁通相反，完全抵消，即在上电时，电源udc通过变压器b两个绕组向c1充电，这两个绕组因为互感作用而抵消，不起作用，c1相当于通过np1和np2的直流内阻与电源udc并联，c1仍起到电源滤波、退耦的作用；

随着时间的推移，c1的端电压等于udc的电压，左正而右负，如图2-4所示；

当q1正常收到控制信号时，以一个周期为例，q1的栅极为高电平时，q1饱和导通，其内阻等于通态内阻rds(on)，为了分析方便，把这种情况看作是直通，是一条导线，如图2-5所示，d1处于反偏状态，不参与工作；这时产生两路激磁电流，图2-5中的41和42所示：

电流41为：电源udc正端通过第一原边绕组np1的同名端进，np1的异名端出，q1的漏极进，q1的源极出，回到电源udc负端；

电流42为：电容c1左正端通过q1的漏极进，q1的源极出，再通过第二原边绕组np2的同名端进，np2的异名端出，回到电容c1右负端；

为了方便，电源udc负端这里假设为接地，称为地，因c1左正端通过饱和导通的q1接电源udc负端，即接地，那么，c1的右负端的电压约为-udc，在这个激磁过程中，若c1的端电压因容量不足，出现下降的趋势，即：c1的右负端的电压出现上升的趋势，其绝对值小于udc，那么在激磁的过程中，q1饱和导通对第一原边绕组np1激磁时，同名端感应出正电压，异名端感应出负电压，大小等于加在np1两端的电压，等于udc，这时，由于np1和np2是双绕并绕，np2两端同样感应出：同名端感应出正电压，异名端感应出负电压，大小等于udc，这个电压会对c1直接充电，这是一个正激的过程，使得c1的端电压不会因容量不足而出现任何下降；前文也有述：电源udc通过变压器b两个绕组向c1充电，这两个绕组因为互感作用而抵消，不起作用，c1相当于通过np1和np2的直流内阻与电源udc并联，电源udc通过极低的直流内阻直接向c1补充电能，其端电压维持稳定；

可见，41和42两路激磁电流是并联关系，由于np1和np2感量相同，激磁电压相同，都等于udc，41和42完全相等，在激磁过程中，副边绕组ns按匝比同样产生感应电压，这个感应电压是：同名端感应出正电压，异名端感应出负电压，大小等于udc乘以匝比n，即ns感应出下正上负的电压，这个电压与c2的端电压串联，加在d2的两端，d2反偏而不导通，这时副边相当于空载，无输出；

在激磁过程中，41和42电流呈线性向上增加；电流方向在电感中是从同名端流向异名端；

当q1的栅极由高电平变为低电平，q1也由饱和导通变为截止，由于电感中的电流不能突变，尽管这时q1已截止，但是41和42电流仍要从同名端流向异名端，由于原边的电流回路已被切断，磁心里的能量在副边从同名端流向异名端，参见图2-6，副边绕组ns出现从同名端流向异名端的电流，如图2-6中43所示，该电流的初始大小＝(41和42在q1关断瞬间之和)/匝比n，该电流促使d2正向导通，并通过正向导通的d2，向电容c2充电，vout建立电压或持续输出能量。这个过程也是去磁的过程。

反激式开关电源的输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名，输出电压取决于环路控制电路，与反激式变压器(如图1、图2系列图中的变压器b)的原边与副边的匝比无关；在能量传递过程中，变压器b并不是变换电压的作用，而是隔着磁心续流的作用，是buck-boost变换器的隔离版本；所以变压器b通常又称为反激式变压器；

由于现有技术原边绕组与副边绕组，在一般情况下不可能是双线并绕，一定存在漏感。原边绕组激磁电感上储存的能量，在q1关断后通过变压器b被传输到副边绕组ns、输出端，但是漏感上的能量没有传递，造成q1管两端过压并损坏q1管。本发明对漏感进行去磁的电路由吸收网络400和第二原边绕组np2组成，工作原理为：

第一原边绕组np1和第二原边绕组np2为双线并绕，这两个绕组之间的漏感为零，在q1关断瞬间及以后，漏感上的能量没有传递到副边，第二原边绕组np2中漏感的电能量，其电流方向同激磁时的方向，从同名端流向异名端，即在图2-6中，同时参考图2-1，由下向上流动，开通d1，向c3充电，同时也向电源udc充电，被直流电源udc部分吸收，形成44所示的漏感去磁电流；在其它时间里，c3的电压向r1放电，以便下一个周期再去磁。

第一原边绕组np1中漏感的电能量，通过无漏感地耦合到第二原边绕组np2中，通过d1实现去磁，同样形成44所示的漏感去磁电流；

为了保证电磁兼容性达到使用要求，布线时是有技巧的，观察图2-5中的41和42，41为顺时针电流方向，42为逆时针方向，若在布电路板时，也保证这两个电流一个是顺时针，另一个是逆时针，那么激磁时产生的磁通，在远一点的地方观察，是可以抵消的，这样，本发明的反激式开关电源的emi性能将非常好。

显而易见，输出电压vout除以匝比n，这就是副边绕组ns在d2导通时在原边形成的“反射电压”，由于采用了rcd网络来去磁，吸收电路产生的压降加上udc即等于反射电压，反射电压可以大于直流电源udc的值，本电路也可以良好地工作。由于41和42的电流相同，第一原边绕组和第二原边绕组的线径相同，这样绕制方便，这里所述的线径相同，还包括它们本身都是相同规格利兹线，颜色可以不同，即多股线绞合，为了方便识别，包括利兹线的同规格线材其颜色可以不同。随着工作频率的提升，高频电流更趋于在漆包线的表面流动，这种情况下，利兹线可以解决这一问题。当然，使用两种不同颜色的漆包线先做成利兹线，直接绕制，再按颜色分出第一原边绕组和第二原边绕组，或这两个绕组的线径和股数都不相同，都同样实现发明目的。

可见，与传统的三绕组吸收反激变换器相比，本发明有很多不同，主要为：传统的三绕组吸收反激变换器的“第三绕组”不参与激磁，只参与去磁；而本发明不存在第三绕组，两个原边绕组均参与激磁，而在去磁时，其中的第二原边绕组np2中却参与了漏感的去磁，实现了漏感能量的无损吸收。正因为实现了漏感能量的无损吸收，所以，允许原、副边的漏感较大，也不影响变换器的变换效率，这样实现了高效率，而且本发明中，去磁绕组为第二原边绕组np2，它也是参与激磁的，提高了原边绕组的电流密度，提高了变换器的功率密度。直流电源udc的来源，可以由交流电经过整流后，通过电解电容滤波或填谷电路滤波后获得。

所以，与现有技术相比，本发明有如下有益效果：原边被拆成双线并绕的两大股，分别出线，这样，变压器骨架上的引脚绕得下出线头，电路板上的布线方便，且原边的两个绕组都参与激磁；emi性能非常好。

第二实施例

本发明还提供上述第一实施例的等同方案，对应方案二，参见图3，一种反激式开关电源，包括一变压器b，一n沟道场效应管q1，第二电容c2，吸收网络400，第二二极管d2，变压器b包括第一原边绕组np1、第二原边绕组np2和副边绕组ns，副边绕组ns异名端与第二二极管d2阳极连接，第二二极管d2阴极与第二电容c2一端连接，并形成输出正，为图中vout的+端，副边绕组ns同名端与第二电容c2另一端连接，并形成输出负，为图中vout的-端；输入直流电源udc的正端+同时与n沟道场效应管q1的漏极、第二原边绕组np2异名端相连，n沟道场效应管q1的源极与第一原边绕组np1同名端相连；第二原边绕组np2同名端与吸收网络400的阴极相连，第一原边绕组np1异名端与吸收网络400的阳极相连，连接点同时连接输入直流电源udc的负端；n沟道场效应管q1的栅极连接控制信号；吸收网络400至少包括一只第一二极管d1；其特征在于：第一原边绕组np1和第二原边绕组np2为双线并绕，还包括第一电容c1，第一电容c1的一端与第一原边绕组np1同名端相连，第一电容c1的另一端与第二原边绕组np2同名端相连。

事实上，第二实施例是第一实施例的变形：在第一实施例的图2基础上，把两个激磁回路的串联器件都互换一下，即np1和q1互换位置，同时把吸收网络400和np2互换位置，c1仍接在两个串联器件的连接点中间，就得到了第二实施例图3的电路，由于q1的源极电压是变动的，所以，这个电路是浮地驱动，应该成本较高，一般应该不会采用。

其工作原理简述：

参见图3，电路在上电时，d1因反偏，吸收网络400不工作，q1因没有收到控制信号也不工作，相当于开路，那么电源udc通过np2向c1充电，该电流同时通过np1回到电源udc的负端，同样在上电时，电源udc通过变压器b两个绕组向c1充电，这两个绕组因为互感作用而抵消，不起作用，c1相当于通过np2和np1的直流内阻与电源udc并联，c1仍起到电源滤波、退耦的作用；

随着时间的推移，c1的端电压等于udc的电压，右正而左负；

当q1饱和导通，其内阻等于通态内阻rds(on)，同前文看作是一条导线，这时产生两路激磁电流：

第一路为：电源udc正端通过q1的漏极进，q1的源极出，再通过第一原边绕组np1的同名端进，np1的异名端出，回到电源udc负端；

第二路为：电容c1右正端通过第二原边绕组np2的同名端进，np2的异名端出，q1的漏极进，q1的源极出，回到电容c1左负端；

为了方便，电源udc负端这里假设为接地，称为地，因c1左负端通过饱和导通的q1接电源udc正端，那么，c1的右正端的电压约为2udc对地，在这个激磁过程中，若c1的端电压因容量不足，即c1的右正端的电压出现下降的趋势，c1两端绝对值小于udc，那么在激磁的过程中，q1饱和导通对第一原边绕组np1激磁时，同名端感应出正电压，异名端感应出负电压，大小等于加在np1两端的电压，等于udc，这时，由于np1和np2是双绕并绕，np2两端同样感应出：同名端感应出正电压，异名端感应出负电压，大小为udc，这个电压会对c1直接充电，这是一个正激的过程，使得c1的端电压不会因容量不足而出现任何下降；前文也有述：电源udc通过变压器b两个绕组向c1充电，这两个绕组因为互感作用而抵消，不起作用，c1相当于通过np1和np2的直流内阻与电源udc并联，电源udc通过极低的直流内阻直接向c1补充电能，其端电压维持稳定；

可见，第一路和第二路激磁电流是并联关系，由于np1和np2感量相同，激磁电压相同，都等于udc，这两路是完全相等，在激磁过程中，副边绕组ns按匝比同样产生感应电压，同名端感应出正电压，异名端感应出负电压，大小等于udc乘以匝比n，即ns感应出下正上负的电压，这个电压与c2的端电压串联，加在d2的两端，d2反偏而不导通，这时副边相当于空载，无输出；

在激磁过程中，第一路和第二路激磁电流呈线性向上增加；电流方向在电感中是从同名端流向异名端；

当q1截止时，电感中的电流不能突变，磁心里的能量在副边从同名端流向异名端，副边绕组ns出现从同名端流向异名端的电流，该电流通过正向导通的d2，向电容c2充电，vout建立电压或持续输出能量。这个过程也是去磁的过程。

第二实例中，对漏感进行去磁的电路由吸收网络400和第二原边绕组np2组成，工作原理为：

在q1关断瞬间及以后，漏感上的能量没有传递到副边，第二原边绕组np2中漏感的电能量，其电流方向同激磁时的方向，从同名端流向异名端，由下向上流动，开通d1，且这个电能量被直流电源udc部分吸收，同时对c3充电，经过r1被吸收一部分，形成漏感去磁电流回路；

同样，第一原边绕组np1中漏感的电能量，通过无漏感地耦合到第二原边绕组np2中，通过d1实现去磁，同样形成漏感去磁电流回路；使用图2-2的第二种吸收网络同样实现发明目的。

第二实施例为第一实施例的变形，工作原理等效，同样实现发明目的。作为用n沟道场效应管的技术方案，还可以用p沟道场效应管来实现，p沟道场效应管在低工作电压下，成本也是比较低的，这时，在上述第一实施例的基础上，电源、吸收网络、同名端的极性要反过来，输出整流部分不用反过来，那么得到第三实施例，如下述。

第三实施例

参见图4，也是前述的方案三，一种反激式开关电源，包括一变压器b，一p沟道场效应管q1，第二电容c2，吸收网络400，第二二极管d2，变压器b包括第一原边绕组np1、第二原边绕组np2和副边绕组ns，副边绕组ns异名端与第二二极管d2阳极连接，第二二极管d2阴极与第二电容c2一端连接，并形成输出正，为图中vout的+端，副边绕组ns同名端与第二电容c2另一端连接，并形成输出负，为图中vout的-端；输入直流电源udc的负端-同时与第一原边绕组np1异名端、吸收网络400的阳极相连，第一原边绕组np1同名端与p沟道场效应管q1的漏极相连；吸收网络400的阴极与第二原边绕组np2同名端相连，p沟道场效应管q1的源极连接第二原边绕组np2异名端，连接点同时连接输入直流电源udc的正端+；p沟道场效应管q1的栅极连接控制信号；吸收网络400至少包括一只第一二极管d1；其特征在于：第一原边绕组np1和第二原边绕组np2为双线并绕，还包括第一电容c1，第一电容c1的一端与第一原边绕组np1同名端相连，第一电容c1的另一端与第二原边绕组np2同名端相连。

对比图2和图4，可以发现，第三实施例就是把第一实施例的电源udc、吸收网络400、第一原边绕组np1和第二原边绕组np2的同名端的极性反过来，n管换成p管而得到。要注意的是，图4中输入电源udc的正为地，属于负电源工作的开关电源，p沟道场效应管本身也是负电平驱动，正好合适。

吸收网络400：吸收网络为非rcd网络，参见图4-1，吸收网络400还包括第一稳压管w1，第一稳压管w1与第一二极管d1反向串联后形成吸收网络400，吸收网络400具有两个端子，其中，允许直流电流经第一二极管d1流入吸收网络的端子为阳极a，同时，第一稳压管w1工作在击穿状态；直流电流从吸收网络流出的端子为阴极k。

串联的方法有两种，第一种：如图4-1所示d1的阴极与w1的阴极连接，400具有两个端子a和k，其中，允许直流电流流入吸收网络的端子为阳极a，直流电流从吸收网络流出的端子为阴极k，观察d1的阳极、阴极，不难看出吸收网络的阳极、阴极。

第二种：如图4-2所示，d1的阳极与w1的阳极连接，同样具有两个端子a和k，其中，允许直流电流流入吸收网络的端子为阳极a，直流电流从吸收网络流出的端子为阴极k。这两种工作原理相同。

第一原边绕组np1和第二原边绕组np2为双线并绕，这两个绕组之间的漏感为零，在q1关断瞬间及以后，漏感上的能量没有传递到副边，第二原边绕组np2中漏感的电能量，其电流方向同激磁时的方向，从同名端流向异名端，即在图4中，同时参考图4-1，由上向下流动，开通d1，击穿w1，同时也向电源udc充电，被直流电源udc部分吸收，形成去磁电流；使用图4-2的第二种吸收网络同样实现发明目的。同样图4-1和图4-2的电路用于第一实施或第二实施例同样实现发明目的。

所以，其它工作原理同第一实施例，这里不再赘述，同样实现发明目的。

第四实施例

本发明还提供上述第三实施例的等同方案，参见图5，一种反激式开关电源，包括一变压器b，一p沟道场效应管q1，第二电容c2，吸收网络400，第二二极管d2，变压器b包括第一原边绕组np1、第二原边绕组np2和副边绕组ns，副边绕组ns异名端与第二二极管d2阳极连接，第二二极管d2阴极与第二电容c2一端连接，并形成输出正+，副边绕组ns同名端与第二电容c2另一端连接，并形成输出负-；输入直流电源的负端同时与p沟道场效应管q1的漏极、第二原边绕组np2同名端相连，p沟道场效应管q1的源极与第一原边绕组np1异名端相连；第二原边绕组np2异名端与吸收网络400的阳极相连，第一原边绕组np1同名端与吸收网络400的阴极相连，连接点同时连接输入直流电源的正端；p沟道场效应管q1的栅极连接控制信号；吸收网络400至少包括一只第一二极管d1；其特征在于：第一原边绕组np1和第二原边绕组np2为双线并绕，还包括第一电容c1，第一电容c1的一端与第一原边绕组np1异名端相连，第一电容c1的另一端与第二原边绕组np2异名端相连。

图5的第四实施例是第三实施例的变形：在第三实施例的图4基础上，把两个激磁回路的串联器件都互换一下，即np1和q1互换位置，同时把吸收网络400和np2互换位置，c1仍接在两个串联原边绕组np1和np2的中间，就得到了第四实施例图5的电路，由于q1的源极电压是变动的，所以，这个电路是浮地驱动，应该成本较高，一般应该不会采用。

对比图3和图5，可以发现，第四实施例就是把图3的第二实施例的电源udc、吸收网络、第一原边绕组np1和第二原边绕组np2的同名端的极性反过来，n管换成p管而得到。要注意的是，图5中输入电源udc的正为地，同样属于负电源工作的开关电源，p沟道场效应管本身也是负电平驱动，正好合适。

所以，其工作原理同第二实施例，这里不再赘述，同样实现发明目的。

同样图2-1和图2-2的吸收网络电路用于第三实施或第四实施例同样实现发明目的。

事实上，由于图2-1、图2-2和图4-1、图4-2中，d1在导通时，等效于理想二极管串联一只电阻，那么，人为地在d1中串入低阻值电阻，如串入第二电阻，吸收网络400也是可以正常工作的，同样放入反激式开关电源中，同样实现发明目的。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，如加入控制环路实现输出的稳压，这是通过现有技术显而易见得到的，如采用其它符号的开关管q1等，副边输出加入多路输出，滤波使用π型滤波，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。