一种适用于人体植入式无源UHF芯片的双输出整流电路的制作方法

本发明属于电子电路技术领域,涉及射频集成电路设计领域，特别涉及一种适用于人体植入式无源UHF芯片的双输出整流电路。

背景技术：

随着微电子技术和信号处理技术的飞速发展,带动了消费类电子、生物医疗器件等的快速发展，其中植入式电子装置在临床医学中得到越来越广泛的应用。最为人们所熟知的就是可吞服式无线电胶囊，人工耳蜗，人体植入式如心脏起搏器等。目前市场上的大部分人体植入式设备都是传统的内置电池的供电方式，然而这种供电方式有一个致命的缺点，就是电池的寿命决定了植入式设备的寿命。当植入式设备的电池没电的时候，我们需要通过手术的方式来为病人更换电池，很明显，这种方式不仅增加了病人的经济负担，还影响其生命安全。因此，想要解决电池能量有限所带来的各种问题，人们急需要研制一种可进行无线能量传输的人体植入式设备，不仅延长了使用寿命，也在一定程度上减小了整个芯片的体积，更加符合了微型化和便携化的使用需求。

图1为基本的Dicson电荷泵电路结构，由肖特基二极管和电容组成的，每一级由两个二极管和两个电容组成，其中电容C1和肖特基二极管D1组成了基本的箝位电路，而电容C2和肖特基二极管D2组成了基本的整流器，这两个基本的电路分别起到直流升压和整流的作用。

钳位电路的工作原理：由于输入信号为高频振荡信号，假设V1为幅度值为V的正弦电压源，V_D为肖特基二极管的开启电压，当电源处于负半周时，即V1＝-V时，输出电压V2＝-V_D，V2-V1＝-V_D+V；当电源处于正半周时，即V1＝V时，根据电容电压的不可突变性，V2＝2V-V_D，由此输入电压的直流电位被升高了V-V_D。

基本整流器电路的工作原理：同理，当电源处于正半周时，V2＝-V_D，此时肖特基二极管不导通，假如导通的话，则Vout2＝-2V_D；当电源处于正半周时，V2＝2V-V_D，此时此时肖特基二极管导通，Vout2＝2V-2V_D，由于二极管的单向导通性，Vout2维持在2(V-V_D)不变。

根据上面的推导，对于单级电荷泵输出电压Vout2＝2(V-V_D)，以此类推，图1所示电荷泵的输出电压Vout(N)＝N(V-V_D)，由于在此推导过程中并没有考虑到肖特基二极管和电容的寄生效应，只是一个理想的结论。

对于图1传统的Dicson电荷泵每级倍压过程中,射频信号每经过一个二极管都会消耗一个导通电压V_D，严重影响电荷泵的整流效率，即倍压整流电路将交流能量转换成直流能量的效率。国内外最常见的解决办法是使用二极管连接的NMOS代替传统的二极管，但是随着整流级数的增大，体效应的影响越来越大，还是制约着电荷泵的整流率。所以降低二极管的正向导通压降对于倍压整流器的整流效率的提高至关重要，也是本设计的重点所在。

技术实现要素：

本发明的目的在于解决二极管的正向导通压降对于倍压整流器的整流效率的影响和输出稳定电压的问题，一种适用于人体植入式无源UHF芯片的双输出整流电路。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案为，一种适用于人体植入式无源UHF芯片的双输出整流电路，使用二极管连接的PMOS管代替二极管组成整流器，将POMS管的栅极和漏极相接作为负极，源极作为正极，当正极电压比负极电压高出一个阈值电压V_th时，即PMOS管的栅源电压达到V_th，PMOS导通，并工作在饱和区，当正极电压较低时，栅极电压达不到PMOS管导通所需的V_th或小于零时，PMOS管关断。并且本次使用PMOS二极管连接形式，是因为在标准CNOS工艺下，POMS衬底连接任何电位，很大程度上减小体效应对电路性能的影响。用高压泄流电路和低压稳压电路产生一高一低的两路电压供后续电路使用。该双输出整流电路包括倍压整流电路、高压泄流电路和低压稳压电路；其中，倍压整流电路包括：PMOS管MP1、MP2、MP3、MP4、MP5、MP5、MP6和MP7，电容C1、C2、C3、C4、C5、C6和C7；高压泄流电路包括：PMOS管MP8，NMOS管MN1、MN2、MN3、MN4、MN5、MN6、MN7和MN8，电阻包括R1和R2；低压稳压电路包括：PMOS管MP9和MP10，NMOS管MN9和MN10，电阻R3和R4；

具体连接如下：

PMOS管MP1源极连接V_RF，PMOS管MP1漏极、栅极和衬底相连接PMOS管MP2源极和电容C1一端，电容C1另一端接GND，PMOS管MP2漏极、栅极和衬底相连接PMOS管MP3源极和电容C2一端，电容C2另一端接V_RF，PMOS管MP3漏极、栅极和衬底相连接PMOS管MP4源极和电容C3一端，电容C3另一端接GND，PMOS管MP4漏极、栅极和衬底相连接PMOS管MP5源极和电容C4一端，电容C4另一端接V_RF，PMOS管MP5漏极、栅极和衬底相连接PMOS管MP6源极和电容C5一端即等效电压V2，电容C5另一端接GND，PMOS管MP6漏极、栅极和衬底相连接PMOS管MP7源极和电容C6一端，电容C6另一端接V_RF，PMOS管MP7漏极、栅极和衬底相连接电容C1一端即等效电压V1，电容C7另一端接GND。

PMOS管MP8源极和衬底相连接V2，为高压泄流的输出Vout2，PMOS管PM8漏极和NMOS管MN1栅极相连接电阻R2一端，电阻R2另一端接GND，NMOS管MN1源极和衬底相连接GND，电阻R1一端接Vout2,PMOS管MP8栅极、NMOS管MN2漏极和栅极相连接电阻R1另一端，NMOS管MN3栅极和漏极相连接NMOS管MN2源极，NMOS管MN4栅极和漏极相连接NMOS管MN4源极，NMOS管MN5栅极和漏极相连接NMOS管MN4源极，NMOS管MN6栅极和漏极相连接NMOS管MN5源极，NMOS管MN7栅极和漏极相连接NMOS管MN6源极，NMOS管MN8栅极和漏极相连接NMOS管MN7源极，NMOS管MN2、MN3、MN4、MN5、MN6、MN7、MN8衬底接GND。

NMOS管MN9漏极和电阻R3一端接V1、电阻R3另一端和NMOS管MN9栅极和衬底相连接低压稳压输出Vout1，PMOS管MP9栅极和漏极相连接PM10漏极，PMOS管MP10栅极、漏极和NMOS管MN10栅极相连接电阻R4一端，PMOS管MP10衬底接MP9衬底，NMOS管NM10衬底和源极相连接GND，电阻R4另一端接GND。

与现有技术相比，本发明能使用二极管连接的PMOS代替二极管，通过添加高压泄流电路和低压稳压电路可以产生两路输出电压，得到的有益效果是：此电路可以与标准CMOS工艺相兼容，并可以避免衬底偏置效应对输出电压的影响，大大提高了整流电路的整流效率，还能够产生两路输出电压，一路可以为芯片的LDO(低压线性稳压器供电)产生芯片所需的稳定电源电压，另一路可以为芯片的EEPROM提供高电压来完成信息的存储以及读写操作。

附图说明

图1基本的Dcison电荷泵电路结构。

图2本发明电路原理图。

图3本发明倍压整流电路的输出随时间变化示意图。

图4本发明的输出电压Vout1和Vout2随输出负载变化示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对于本发明作进一步的说明：

如图2所示，本发明的整流电路包括：倍压整流电路、高压泄流电路和低压稳压电路；所述整流电路，利用二极管连接形式的PMOS管代替传统电荷泵中二极管产生两路电压，衬底电位接在漏极电位上，避免产生衬底偏置效应使阈值电压增大；所述高压泄流电路，利用晶体管泄流用来保护电路，防止电路电压过高损坏后续电路；所述低压稳压电路，利用电阻和晶体管产生电流，使其通过电阻和晶体管产生稳定的低压输出；

具体电路如图2所示，其中，所述倍压整流电路包括：PMOS管MP1、MP2、MP3、MP4、MP5、MP5、MP6和MP7，电容C1、C2、C3、C4、C5、C6和C7；所述高压泄流电路包括：PMOS管MP8，NMOS管MN1、MN2、MN3、MN4、

MN5、MN6、MN7和MN8，电阻包括R1和R2；所述低压稳压电路包括：PMOS管MP9和MP10，NMOS管MN9和MN10，电阻R3和R4；

具体连接关系如下：

所述倍压整流电路，连接关系为：PMOS管MP1源极连接V_RF，PMOS管MP1漏极、栅极和衬底相连接PMOS管MP2源极和电容C1一端，电容C1另一端接GND，PMOS管MP2漏极、栅极和衬底相连接PMOS管MP3源极和电容C2一端，电容C2另一端接V_RF，PMOS管MP3漏极、栅极和衬底相连接PMOS管MP4源极和电容C3一端，电容C3另一端接GND，PMOS管MP4漏极、栅极和衬底相连接PMOS管MP5源极和电容C4一端，电容C4另一端接V_RF，PMOS管MP5漏极、栅极和衬底相连接PMOS管MP6源极和电容C5一端即等效电压V2，电容C5另一端接GND，PMOS管MP6漏极、栅极和衬底相连接PMOS管MP7源极和电容C6一端，电容C6另一端接V_RF，PMOS管MP7漏极、栅极和衬底相连接电容C1一端即等效电压V1，电容C7另一端接GND；

所述高压泄流电路，连接关系为：PMOS管MP8源极和衬底相连接V2，为高压泄流的输出Vout2，PMOS管PM8漏极和NMOS管MN1栅极相连接电阻R2一端，电阻R2另一端接GND，NMOS管MN1源极和衬底相连接GND，电阻R1一端接Vout2,PMOS管MP8栅极、NMOS管MN2漏极和栅极相连接电阻R1另一端，NMOS管MN3栅极和漏极相连接NMOS管MN2源极，NMOS管MN4栅极和漏极相连接NMOS管MN4源极，NMOS管MN5栅极和漏极相连接NMOS管MN4源极，NMOS管MN6栅极和漏极相连接NMOS管MN5源极，NMOS管MN7栅极和漏极相连接NMOS管MN6源极，NMOS管MN8栅极和漏极相连接NMOS管MN7源极，NMOS管MN2、MN3、MN4、MN5、MN6、MN7、MN8衬底接GND；

所述低压稳压电路，连接关系为：NMOS管MN9漏极和电阻R3一端接V1、电阻R3另一端和NMOS管MN9栅极和衬底相连接低压稳压输出Vout1，PMOS管MP9栅极和漏极相连接PM10漏极，PMOS管MP10栅极、漏极和NMOS管MN10栅极相连接电阻R4一端，PMOS管MP10衬底接MP9衬底，NMOS管NM10衬底和源极相连接GND，电阻R4另一端接GND。

下面对上述电路的工作原理进行说明：

所述倍压整流电路分析：Dcison电荷泵由二极管和电容组成，如图2所示，但是常规二极管的正向导通压降大，约为0.7V左右。电荷泵的输入信号为调制射频载波，随着接受距离的逐渐变远使输入信号幅值越来越小，最终会使二极管无法导通。所以此次倍压整流选择二极管连接形式的PMOS管代替二极管，此结构有阈值电压较低，转换效率高，输出电压高以及无衬底偏置效应等优点。

设计的倍压整流电路，输出直流电压表达式为

V1＝7×(V_RF-V_th) (1)

V2＝6×(V_RF-V_th) (2)

式中，V_RF为射频输入信号，V_th为PMOS管的阈值电压。

上述公式(1)、(2)并没考虑集成电容和驱动负载，若考虑其影响，假定输入信号为方波，输入信号的频率为f，节点的寄生电容为C_S，负载输出电流为I_load，则输出直流电压分别为

由上式看出输出电压和阈值电压的关系密切，所以为提高倍压整流电路的转换效率，采用了二极管连接形式PMOS代替二极管，没有选用二极管连接形式NMOS是因为此种连接会产生衬底偏置效应，当考虑衬底偏置效应的影响后阈值电压V_th由公式(3)进行计算

其中，V_th0是没有体效应影响下的原始阈值电压，V_SB是源和衬底之间的电压差，是费米能级，γ是体效应系数。

所以采用PMOS避免衬底偏置效应的产生，由于此结构没有产生V_SB，所以阈值电压始终没有变化。

所述高压泄流电路分析：当距离射频载波信号太近时，射频信号的能量很大，整流电路产生的直流电压也会很大，这很有可能使得后续电路中的管子发生击穿，而使整个电路无法正常工作。这时，就需要在电荷泵之后加一个保护电路——高压泄流电路。

电阻R1和二极管连接形式的MN2-MN8级联进行限幅，当电压低于限幅电压时，二极管不开启，正常输出；当电压高于限幅电压时，二极管导通，拉低MP8的栅极电压，使其导通，导通后，MN1栅极电压上升，使其导通，使电流泄放，达到高压泄流的作用。

所述低压稳压电路分析：MN9、MP9和MP10组成源极跟随器；MN10和电阻R3组成共源级放大器，并且MN9、MN10、MP9、MP10组成负反馈电路，使输出电压趋于稳定。通过调节电阻R3的阻值和MP9、MP10的宽长比来调节输出电压。

通过仿真验证了本发明的特性，如图3所示，当输入为17dB且负载为K时，倍压整流电路的输出电压为12.83V，整流率为65.8％。如图4所示，当Vout1负载电阻为20K时随着Vout2负载的变化，Vout1输出为4.87-5.10V，Vout2输出为4.45-12.65V。当负载在6K-10K变化时，Vout1变化0.01V，Vout2变化0.17V,可以看出两个电压输出在大负载时都是非常稳定的。其中Vout1为LDO(低压线性稳压器供电)产生芯片所需的稳定电源电压，Vout2为EEPROM提供高电压来完成信息的存储以及读写操作。