用于以无线方式将电力供应到负载的方法和设备与流程
分案申请的相关信息
本申请是国际申请号为pct/us2013/062129、申请日为2013年9月27日、发明名称为“用于感测所需发射电力以达到最优效率的无线电力发射器的自动谐振驱动器”的pct申请进入中国国家阶段后申请号为201380051798.6的中国发明专利申请的分案申请。
本发明涉及例如用于给便携式装置或远程供电装置中的电池再充电的电力到装置的无线发射，且特定来说涉及使用自动谐振电力发射器的此系统。
背景技术：
最近，对开发用以给从消费型电子器件(例如手机)到重型工业设备(例如在起重机的端处的电动机)的各种装置供电的无线电力传送系统越来越感兴趣。此兴趣背后的主要驱动力是此些无线电力传送系统能够移除在传统线连接的系统中将电力从源递送到负载所必需的直接电接触。此电接触的移除许诺许多优点，包含便利性、经减少维护成本及可靠性。
在图1中所展示的典型无线电力传送系统中，由电压源13供电的发射器电路12使发射电感器l1通电以发射随时间变化的磁场。接着将接收电感器l2放置于所产生的磁场中，从而诱发在接收电感器l2中流动的类似地随时间变化的电流。此所诱发电流可用于在接收器电路14中产生ac电压，所述ac电压又可接着在接收器输出处经整流以产生能够递送dc电流以给接收器侧上的负载rl供电的dc电压。所述负载可为待再充电的电池或电路。接收器电路14可位于也容纳负载的外壳(例如手机或其它手持式装置)内侧。发射器电路12可位于支撑平台中，手机(例如)通宵放置于所述支撑平台上以用于给其电池再充电。
在最实际无线电力传送系统中，到达接收器电感器l2的磁场量与传统基于变压器的孤立系统相比是相对小的。对由发射器电感器l1产生的磁场有多少到达接收器电感器l2的常用测量叫做由在0与1之间的耦合系数k表示的耦合。具有小于0.8的耦合系数的系统通常在发射器电路中采用谐振电路以在发射电感器l1中产生足够电流。需要此相对大的发射电感器l1电流产生在接收电感器中诱发充足电流以给负载供电所需的强磁场。
注意，通常还在接收侧上采用谐振电路。通过将接收侧上的谐振电路调谐到与磁场发生改变的频率相同的频率，谐振电路为磁场提供闭合其回路的优选路径(注意，磁场线总是必须自身闭合回路，因为不存在磁单极子)。因此，接收器处的谐振电路帮助重塑围绕接收电感器l2的局部磁场且增加场强度，使得可在电感器中诱发相对较大电流量。
在谐振接收器中，此ac电流在接收电感器l2与接收器电路14中的电容器之间来回流动，从而产生电压。较大所诱发电流产生较大峰值电压，所述较大峰值电压可接着更容易地经整流且可能经调节，从而产生所要电压以用于接收器负载。
在发射侧上，图2中展示用于在发射电感器中产生ac电流的常见谐振电路。图2图解说明驱动lc槽电路的半桥驱动器。以特定频率且以特定工作循环驱动开关sw-a及sw-b。通常通过扫掠特定频率范围且监视跨越发射电感器l(图1中的发射电感器l1)产生的电压vl来确定此频率。当电压vl的振幅处于最大值时，接着将驱动频率确定为等于lc槽的自然频率。接着还可控制开关sw-a相对于开关sw-b的工作循环以调节在此lc槽自然频率下对应于的电流il的峰值振幅的vl的峰值振幅。注意，在正常操作中，开关sw-a及sw-b决不同时接通。然而，二极管d1及d2的存在允许所述两个开关同时关断，与此同时将sw节点电压维持在供应电压vs或接地的二极体压降内。
注意，lc槽电路的自然频率在电路操作的过程期间通常不保持固定在一个值。举例来说，通常使用的电容器及发射电感器具有温度系数，此意味槽的自然频率将随温度变化而变动。且由于正在此电感器及电容器中发展相对大量的ac电流，因此此电容器及电感器中的20到30度的温度增加是相对常见的。另一常见效应是当以不同或改变的耦合系数耦合接收器电感器时发生的自然频率的变动。
所有这些变化的效应需要必须以定期间隔重复用以找到自然频率的频率扫掠以确保以lc槽的自然频率驱动开关sw-a及sw-b。对不断地搜索此自然频率及工作循环调制控制的需要通常意味涉及复杂数字电路。常常，此需要微处理器的使用以实施自定义算法。
需要一种用于以无线方式将电力发射到负载的发射技术，所述发射技术以更具成本效益方式设置槽电路的自然频率。
关于用于以无线方式将电力发射到负载的现有技术发射系统的另一问题是：通常针对更糟糕情形负载情况设置发射电力。因此，如果接收器侧上的负载不需要太多电力，那么发射电力是过多的且浪费的。因此，还需要一种将发射电力量高效地控制到仅实际需要用于负载的量的技术。
技术实现要素：
本发明揭示一种用于以无线方式将电力供应到负载的高效发射及接收系统。发射电路包含以其自然频率操作以达到最大所发射电力及效率的lc槽电路。
本发明自动检测lc槽电路的自然频率且在逐循环基础上调整其开关的驱动频率，使得其总是追踪所述槽电路的所述自然频率。本发明还提供展示此方法与工作循环调制兼容的实例性电路。
换句话说，谐振电力发射器将其驱动频率锁定到谐振槽的所述自然频率上以形成自动谐振电路。所述方法及电路还允许驱动波形的脉冲宽度的调制以控制谐振槽中的循环电流量。
除此方法及电路之外，本发明还揭示一种允许对所发射电力的控制以减少常备电力且优化总体系统效率的新检测方法。因此，发射器电路在负载不需要其时不必以全功率操作。所述方法调制自动谐振电路的驱动波形的脉冲宽度或振幅且在监视发射器谐振槽中产生的峰值电压的递增改变。接着将峰值电压调节到递增改变刚刚开始增加之处。此峰值电压反映谐振电力传送系统的总体质量(q)因数。一旦接收电路中的电压调节器(将dc电力提供给负载)实现调节，q因数便改变，因为从接收器电路到发射器电路的经反射阻抗在存在调节时改变。发射器电力不必为大于接收器电路中的电压调节器实现调节所需要的最小值的任何电力。此质量因数检测方法可经延伸以包含具有次级侧调节的任何电力传送系统且其中从次级侧到初级侧的直接电连接并非合意的。
附图说明
图1图解说明用于以无线方式将电力提供到负载的现有技术系统。
图2图解说明用于驱动发射器电感器的现有技术半桥电路。
图3将图2中的开关图解说明为产生脉冲序列的电压源。
图4图解说明在谐振稳定状态下穿过图3的电感器的电流。
图5图解说明驱动槽电路的经简化发射器电路。
图6图解说明在包含谐振频率的频率范围内的槽电路的阻抗。
图7图解说明在图3的槽电路中响应于单个电压脉冲而产生的电流。
图8图解说明根据本发明的一个实施例的以其谐振频率驱动槽电路的控制电路。
图9图解说明在添加用于起始切换的振荡器的情况下图8的控制电路。
图10图解说明发射器电感器与接收器电感器的耦合。
图11图解说明在一频率范围内的图10的槽电路的阻抗。
图12类似于图3，但根据本发明经控制。
图13图解说明在谐振稳定状态下穿过图12的电感器的电流波形。
图14a、14b及14c图解说明在开关的操作期间的三个相位。
图15将脉冲宽度控制添加到图9的电路以控制峰值电感器电流。
图16图解说明在稳定状态下的图15的受控脉冲宽度及所得电感器电流。
图17图解说明控制穿过电感器的电流的全桥。
图18图解说明控制图17的全桥的图9的控制电路。
图19将脉冲宽度控制添加到图18的电路以控制峰值电感器电流。
图20图解说明在稳定状态下的图19的电路中的受控脉冲宽度及所得电感器电流。
图21a、21b、21c及21d图解说明在图19中的开关的操作期间的四个相位。
图22及23图解说明当接收器中的电压调节器在使用于驱动发射器电感器的驱动脉冲宽度(或供应电压)线性斜升时实现调节(工作循环小于100％)时峰值电感器电压的迅速增加。
图24图解说明电力发射系统的实施例，其中展示基于在使用于驱动发射器电感器的驱动脉冲宽度(或供应电压)斜升时在发射器电感器上检测到的峰值电压而以最优方式驱动发射器电感器以实现最大效率的重要元件。
图25是图24的发射器电路的可能实施例。
以相同编号标示相同或等效的元件。
具体实施方式
简单谐振电路
图3展示电压源16产生以lc自然频率(fn＝1/2π√lc)驱动简单lc谐振电路18的方波。电压源16并有图2中的开关sw-a及sw-b的理想版本。在稳定状态下且在每一开关的50％工作循环(以用于最大电流)下，图4中展示sw节点处的电压及穿过电感器l的电流。从波形清楚的一个特性是：在稳定状态下，sw节点处的切换波形及穿过电感器l的正弦电流的基本原则为同相。
图5展示呈半桥配置的图3的等效物，其中开关sw-a及sw-b的接通电阻各自等于rs。如果在50％工作循环下以lc自然频率驱动sw-a及sw-b，那么在稳定状态下sw节点处的电压及穿过电感器l的电流与图4中所展示的情形完全相同。解释此情形的另一种方式是使用图6的串联lc阻抗曲线，图6展示lc网络跨越宽频率范围的阻抗变化。注意，通过以lc谐振频率驱动开关sw-a及sw-b，迫使电路以其在点20处的最小实际阻抗(此时其相位等于零(即，仅存在电阻且不存在电抗))操作。
考虑到sw-a及sw-b决不会同时接通，图7展示在短暂地接通开关sw-a达单个脉冲且接着接通开关sw-b时形成的波形。注意，脉冲持续时间并不重要(其可大于或小于lc槽的自然频率的半周期)；仅sw节点处的电压改变的存在是关键的。如所展示，产生电感器电流il且其继续来回流动(变为正及负)直到由单个脉冲所产生的能量在开关sw-b(或两个开关)接通电阻中耗散。从图7注意到两个重要的事情。首先是电感器电流il以lc自然频率改变方向(正到负)的事实。其次是此相同电流流动到开关中的任一者中，且可使用这些相同开关的接通电阻来检测此电流方向。
当开关sw-a接通时，正电感器电流il将致使sw节点处的电压稍微低于vs，且负电感器电流il将致使sw节点处的电压稍微高于vs。类似地当开关sw-b接通时，正电感器电流il将致使sw节点处的电压稍微低于接地，且负电感器电流il将致使sw节点处的电压稍微高于接地。
在典型现有技术谐振槽驱动器电路中，槽电路中的电感器磁性地耦合到以一个特定谐振频率驱动开关的第二电感器。此谐振驱动电路对于无线电力传送系统可能并不适合，因为接收器电感器与发射电感器之间的磁耦合以及接收器负载可影响总体系统的谐振频率。因此，必须使用不同方法。
自动谐振电路
在本发明的一个实施例中，图8展示包括检测上文所描述的电感器电流il的方向改变的两个比较器24及26的电路。借助rs锁存器28及反相器29完成电路，因此电路驱动开关以确保sw节点处的波形与电感器电流il同相。举例来说，开关可为mosfet或双极晶体管。与开关并联的二极管可为mosfet中的体-漏极二极体，其中源极短接到体。
在开关sw-b接通时的负到正电感器电流转变时，sw节点从稍微正变为稍微负。此时，设置rs锁存器且接通sw-a。在sw-a接通时的正到负电感器电流转变时，sw节点从稍微低于vs变为稍微高于vs。此时，将rs锁存器复位且接通sw-b。注意，可在不影响电路的操作的情况下将rs锁存器复位或重定为主导的。只要lc槽中存储有能量此循环就一直重复。
此电路允许sw节点以lc自然频率被驱动为与电感器电流同相，其中
图8的电路具有启动问题，因为在电路操作开始时，lc槽中可能未存储有任何能量。因此，添加启动振荡器以给予串联lc网络初始能量脉冲，如图9中所展示。每当rs锁存器28产生边缘(此处使用正边缘，但也可使用负边缘)时将振荡器30复位，从而一旦lc槽中存储有足够初始能量便允许自动谐振电路取而代之。边缘到单发电路32产生复位脉冲。
启动振荡器30经编程而以低于lc槽的自然频率的频率(fstart)驱动开关sw-a及sw-b。振荡器30输出的工作循环及精确频率并不重要。重点是开关sw-a及sw-b经驱动以在sw节点处形成脉冲以便开始在lc槽处发展能量且电流开始在串联lc网络中流动。
一旦发展了电流，两个比较器24及26便可开始它们检测电感器电流il的方向的工作且开始将开关sw-a及sw-b驱动为与此电流同相。一旦两个比较器24及26正在操作，启动振荡器30便不应在其输出处产生任何更多边缘。因此，在rs锁存器28的每一上升(或下降)边缘输出时，将复位脉冲发射到振荡器30，此将阻止振荡器30产生输出达单个周期。因此，fstart需要经编程为低于系统的自然频率(fn)。rs锁存器28接着经由“或”门34及反相器29以自然频率控制开关sw-a及sw-b。
注意，此配置还具有使启动振荡器30在lc槽中的能量出于任何原因被移除或耗散的情况下在短时间周期(小于自然频率的单个周期)内立即在其输出处产生边缘的优点。
图8及9中的自动谐振电路实施方案使用开关sw-a及sw-b的接通电阻来确定发射器tx电感器电流il方向。可简单地修改电路以使用其它方法来检测此电感器电流il方向。这些其它方法的实例包含：与发射器电感器一起使用串联传感电阻器或使用耦合到初级发射器电感器的次级电感器。
电感耦合的系统中的自动谐振
图10展示驱动其电感器l1磁性地耦合到与电容器c2及电阻器rl并联的接收器电感器l2的串联lc网络(使用c1及l1)的半桥。图10可表示在根据本发明经控制时本发明的实施例。电感器l2电路可连同负载rl一起且与发射器电感器l1间隔开地经容纳，例如以用于以无线方式给手持式装置中的电池再充电。负载rl将包含电池、调节器及其它控制电路。图11中展示在sw节点处看向lc网络中的阻抗曲线。
注意，阻抗曲线中可存在相位为零的多个点(即，驱动其的电压及电流为同相的点)。因此，当使用自动谐振电路来驱动此系统时，可存在电路为驱动开关而将设置的数个有效频率。
在图11中所展示的经简化曲线中，由fn1及fn2指示两个有效点。自动谐振驱动器将找到最低(而非最高)量值、零相位阻抗点，因为更多能量可在这些低阻抗点处积累于槽中。这些点的分离及质量因数(锐度测量)受耦合因数、两个槽的自电感及电容的相对值、电感器及电容器的寄生电阻以及接收器上的负载电阻影响。
自动谐振驱动器将找到这两个点(fn1或fn2)中具有最低阻抗量值的一者。只要这两个频率彼此接近，接收器便将能够吸收可从磁场获得的最大实际电力量而无论自动谐振驱动设置为哪一频率。
pwm自动谐振
在典型无线电力传送系统中，可从发射器传送到接收器的能量与由发射器产生的磁场强度成正比。此磁场强度又与在发射电感器中流动的电流的量值成比例。
如背景技术及自动谐振讨论中所提及，当以串联lc的自然频率(在阻抗曲线的零相位点处)驱动半桥开关时在发射电感器中发展最大电流。因此，调制在发射电感器中发展的峰值电流量的一种方式是调整驱动频率。
调制发射电感器的峰值电流的另一方式是调整控制呈半桥结构的开关sw-a及sw-b(例如图10中的开关sw-a及sw-b)的驱动波形的脉冲宽度或工作循环。当开关sw-a及sw-b各自以50％工作循环经驱动时将发展最大峰值电流。此峰值电流将随着工作循环从50％增加或减小而单调地下降。
图12与图3相同(惟驱动波形不同(脉冲宽度小于50％)除外)且可根据本发明。开关并入于电压源16中。图13展示当以小于50％工作循环以谐振频率驱动sw节点时sw节点及电感器l1电流il的稳定状态波形。注意，sw节点波形的基波分量与电感器l1电流波形仍处于同一频率且完全同相。此外，电感器峰值电流的值小于在以50％驱动sw节点(图4中所展示)时获得的峰值电流。
当脉冲宽度从0％增加到50％时，电感器l1电流的峰值单调地增加。因此，可使半桥中的sw节点的脉冲宽度变化以控制发射电感器l1中的峰值电流。
注意，在图12中所展示的自由运行谐振电路中，sw节点脉冲的中心与电感器l1电流的峰值一致，且此sw节点脉冲可经稍微相移为正及负同时维持其与电感器l1的峰值电流的比例性。维持此比例性的一个重要约束是：此正向脉冲必须在电感器电流为正时发生，其中此正电流相位被称作电力递送相位。
图14a到c展示电路在稳定状态中在谐振频率下经历的三个相位。图14a中所展示的电力递送相位经定义为当开关sw-a接通时开关sw-b关断，且电感器l1电流从电力供应器(vs)流出。此电力递送相位的脉冲宽度可相对于其它两个相位进行调制以便控制电感器l1中的峰值电流。图14b及14c中展示第二相位及第三相位，其中开关sw-a关断且开关sw-b接通。
峰值电感器电流的此脉冲宽度控制可并入到自动谐振电路中。图15展示来自图9的包含此脉宽调制控制的经修改自动谐振驱动器。所添加的新组件为“或”门36、边缘到单发38(产生固定脉冲宽度)、反相器40、边缘到单发42及“与”门44。
边缘到单发42门控rs锁存器28的输出，从而将每一正向边缘转换为其宽度与边缘到单发42的端子pth处的电压成比例的单个正脉冲。因此，每当设置rs锁存器28时，接通开关sw-a达与v(pth)成比例的周期，且将开关sw-b驱动为与sw-a异相。参考关于sw节点处的电压的变化(取决于开关sw-a及sw-b的状态以及电感器电流波形的上升及下降)的图8的讨论。反馈sw节点处的电压的此变化以将驱动器控制为以谐振频率操作，同时外部施加的v(pth)控制脉冲宽度。
图16展示由图15的电路(使用通过控制v(pth)进行的脉宽调制)产生的sw节点电压及电感器l电流波形。注意，当开关sw-a的接通工作循环小于50％时，决不会出现正常复位路径(当电感器电流在sw-a接通时开始变为负时，检测到sw节点高于vs电平)。因此，由边缘到单发38引入的自复位路径是必要的。当电感器电流波形形状在开关sw-b接通时从负变为正时，边缘到单发38产生到rs锁存器28的复位脉冲。
注意，将sw节点与供应电压v(vs)进行比较的复位比较器24的存在对于图15中的电路仍是必要的以确保开关sw-a的最大工作循环为50％。在50％之上，将存在除图14a到c中所展示的三个相位以外的额外非电力递送相位，其中电流将被驱动到供应(vs)中。此额外相位不增加或减小结构或总体系统的有效性，但可产生关于许多可容易获得的单向电力供应的不合意行为。
全桥
对自动谐振及具有脉宽调制的自动谐振的所有前述讨论已使用具有串联lc的半桥来展示可如何理解及实施方法。然而，可使用如图17中所展示的具有串联lc的全桥驱动器容易地实施这些方法。开关sw-a、sw-b、sw-c及sw-d经同步以实现谐振频率切换及选定脉宽调制。所述开关经控制使得开关sw-a及sw-c一起接通或关断，且开关sw-b及sw-d一起接通或关断但与开关sw-a及sw-c相反。
图18展示驱动图17的全桥的来自图9的自动谐振电路。反相器29、46及47致使开关sw-a与sw-b相反地切换且致使开关sw-c与sw-d相反地切换以形成从vs到接地的交变路径。注意，仅对sw节点但不对sw1节点进行感测。将sw-c驱动为与sw-a同相，且将sw-d驱动为与sw-b同相。观看此的一种实际方式是：替代在半桥情形中跨越串联lc网络以50％工作循环强加等于v(vs)及0v的电压，现在电路跨越串联lc网络以50％工作循环强加等于v(vs)及–v(vs)的电压。
为了关于全桥自动谐振驱动器包含图15的脉宽调制能力，修改图18的电路，如图19中所展示。在图19中，需要额外边缘到单发50以便调制开关sw-d接通的脉冲持续时间。边缘到单发50与边缘到单发42的组合确保开关sw-a的接通脉冲宽度与开关sw-d的接通脉冲宽度完全相同。反相器47及“与”门54致使开关sw-c及sw-d在“或”门34输出变低之后以特定脉冲宽度(由v(pth2)设置)切换，而开关sw-a及sw-b在“或”门34输出变高之后以特定脉冲宽度(由v(pth1)设置)切换。边缘到单发42及50电路可经组合且另一逻辑配置可用于针对开关产生相同驱动信号。
借助此修改，图20中展示节点sw及sw1处的稳定状态电压(即，v(sw、sw1))及电感器电流波形，其中任意脉冲宽度由相同量值的v(pth1)及v(pth2)(来自图19)设置。注意，与图14a到c中展示的三个相位相比，引入图21c中所展示的额外电力递送相位。图21a到21d中展示四个开关状态组合。此额外电力递送相位(图21c)不更改脉冲宽度与电感器中的峰值电流的比例性。
在图21a中，电感器电流为正且斜升。在图21b中，电感器电流为正且斜降。在图21c中，电感器电流为负且斜降。在图21d中，电感器电流为负且斜升。图21a及21c中展示电力递送相位。频率处于谐振，且脉冲宽度(由v(pth1)及v(pth2)设置)确定发射器电感器电流的峰值量值。穿过发射器电感器电流的峰值电流控制可在接收器处获得的电力量。因此接收器侧上的较轻负载应伴随有发射器侧上的较小脉冲宽度以便不供应穿过发射器电感器的过剩电流。
注意，为了简单，已将图20的实例中的开关sw-a及sw-d的脉冲宽度选择为相同的。然而，此并非要求。开关sw-a及sw-d接通状态脉冲宽度可彼此独立，且电感器中的峰值电流将与两个脉冲宽度的和成比例。
由发射器侧进行对接收侧负载电流的检测以优化脉冲宽度
在例如图1中所展示的无线电力系统中，接收器侧通常采用整流器及dc-dc调节来控制递送到负载的电力量。此调节器可为切换dc-dc转换器或调节其输出电压的低压降(ldo)调节器。针对固定电阻负载，输出电压将控制负载中的电流量及因此递送到负载的总电力量。
然而，注意，不存在从接收器到发射器电路的直接反馈。在不具有此反馈的情况下，发射电路需要针对最糟糕情形操作条件使发射电感器以最大电平通电。此最糟糕情形操作条件通常涉及最大负载电流及发射器与接收器电感器之间的最低耦合。使发射器电感器以所述最大电平通电由于必然存在于任何实际电路中的非理想因素而导致发射器电路以及发射电感器中的大电力耗散。最显著的非理想因素为发射器电感器自身的寄生串联电阻。
因此，如果接收器侧(或次级侧)不花费其操作的大部分将最大电力递送到负载，那么使发射器电感器以其最大电平通电并非合意的。举例来说，如果负载为装置的电池，那么装置电池仅需要在每一充电循环开始时在短周期期间以其全电流充电。其它实例包含间歇性电动机驱动或突发模式无线传感器节点。
为了优化从初级侧到次级侧的电力发射的总体效率，显然从次级到初级侧的反馈是必要的。许多方法是可用的且已以各种形式使用。
一个实例涉及使用光耦合器来提供从次级侧到初级侧的直接反馈信息。另一实例使用具有无线通信协议的专用无线电链路来提供此反馈信息。其它方法采用通过对次级谐振电容器的稍微调制进行对初级侧交流波形的间接观察。此调制可接着用作低带宽无线电链路以将反馈信息从次级侧发送到初级侧。
对次级谐振电容器或电感器的更剧烈调制还可用于提供次级侧输出电压的状态的更直接信息。
用以将反馈提供到发射侧的现有技术给电路添加实质成本及复杂度。
本发明使用完全不同的方法来建立从次级侧到初级侧的反馈(此避免现有技术的缺点)。所述方法调制发射器电感器中的峰值电流(使用脉冲宽度或电力供应电压调制)且监视电感器自身发展的峰值电压的递增改变。接着将发射器电感器电流调节到电感器峰值电压的递增改变刚刚开始增加之处。如下文所描述，在调节发射器电感器电流时，接收侧电压调节器刚刚能够将目标电压供应到负载。
在例如本文所描述的无线系统的电感耦合的系统中，来自接收器侧的阻抗经反射到发射器侧。当接收器侧采用某种调节(如在dc/dc转换器的情形中–线性或切换)时，经反射阻抗的递增电阻分量从简单电阻器到电流源(在ldo的情形中)或甚至负电阻(在切换dc/dc转换器的情形中)改变。
经反射阻抗的此改变影响发射器电感器端口处的总体质量因数(q)。具体来说，使用先前所讨论的pwm自动谐振驱动器，当脉冲宽度缓慢地变化时，可通过监视在发射器电感器上的电压积累的递增改变而检测接收器侧调节。使用另一方式，脉冲宽度可固定在特定值，且谐振驱动器的供应电压缓慢地变化。再次，可通过监视在发射器电感器上的电压积累的递增改变而检测接收器侧调节。
注意，通过增加pwm自动谐振驱动器的脉冲宽度或供应电压，驱动器有效地尝试增加发射器电感器中的电流。如前文所提及，由发射器电感器产生的磁场强度与发射器电感器中的电流成正比。推论得出，接收器侧上可用的总电力量与接收器电感器放置于其中的磁场的强度成正比。
在接收器电路实现任何调节之前，负载的经反射阻抗看起来像影响自动谐振驱动器尝试锁定到的系统的总体q的简单电阻。这是因为到接收器的电压转换器中的输入电压低于目标经调节电压，且转换器的电力开关(假定切换降压类型调节器)实际上100％的时间仅接通以尝试实现目标电压。因此，任何递增脉冲宽度或递增供应电压将仅增加在受此总体q限制的发射器串联lc槽中的电压(及电流)积累。
另一方面，接收器电路一实现调节，从接收器到发射器的经反射阻抗就显著地改变。与其中经反射递增电阻从某一正电阻改变为更大电阻值的ldo相比较，在dc/dc切换转换器的情形中，经反射递增电阻从正电阻改变为负电阻。在降压调节器的情形中，输入电压一上升到目标经调节电压以上，电力开关的pwm切换就启动且工作循环将开始降到100％以下。因此，存在转换器的电力开关关断且在转换器输入处所见的有效电阻连同到发射器的经反射值一起增加的时候。因此，此时及此后，脉冲宽度或供应电压的任何增加将使在初级lc槽中的电压(及电流)积累增加总体系统的新的较高q所允许的实质上较大量。
关于此过程存在的固有正反馈使此效应甚至更强烈。当转换器的输入电压开始上升到目标经调节电压以上时，经反射电阻增长，这允许发射器电感器上的电压随着发射器驱动器处的相同脉冲宽度增长到更高。当发射器电感器上的电压增长时，到接收器的转换器中的输入电压也增长，此进一步致使转换器减小其工作循环且因此致使电阻进一步增长。此效应继续，直到发射器上的电压积累高达其可比得上现有脉冲宽度，且所有额外电力被与在发射器及接收器线圈上积累电压及电流相关联的寄生电阻消耗掉。
因此，此新方法寻求通过检测总体系统的递增q的改变而感测接收器侧调节。且在pwm自动谐振驱动器系统的情形中，当电力递送相位的脉冲宽度或供应电压增加时通过监视初级lc槽峰值电压(或峰值电流)的递增改变而进行此操作。
针对在存在接收器电感器的情况下驱动发射电感器的发射器电路的典型设置，图22的图表展示当pwm自动谐振驱动器(谐振频率为大约100khz)的电力递送相位脉冲宽度从0微秒扫掠到3.5微秒且接收器含有降压调节器(具有5v的目标经调节电压)从而给固定电阻负载供电时的峰值发射电感器电压的变化。图23展示当同一pwm自动谐振驱动器的电力递送相位脉冲宽度从0微秒扫掠到4微秒且接收器含有电压调节器(具有5v的目标经调节电压)从而给各种电阻负载供电时的峰值发射电感器电压的变化。注意，这些图表对于采用某一类高效调节的任何接收器侧电路是典型的。
在存在可从发射器电感器获得的不断增加的电力量的情况下，经反射阻抗在实现调节时显著增加。图表的斜率的改变反映经反射阻抗显著增加时的点。因此，斜率在其处急剧增加的脉冲宽度(例如在图22中具有3微秒脉冲宽度)为接收器侧中的电压调节器刚刚从接收器电感器接收充足电力以输出目标经调节5v之处。在所述点之前，电压调节器(甚至以大约100％的其最高工作循环)不可产生目标5v。经反射阻抗的急剧增加归因于一旦实现调节电压调节器便突然具有小于100％的工作循环。经反射阻抗的此改变的量值将取决于数个因素(例如发射器及接收器固有质量因数、两个电感器之间的耦合及处于调节的接收器输出处的负载)而变化。但最重要的是总是存在梯度改变。注意，在图23中，电压调节器花费更宽驱动脉冲宽度来实现针对负载4的调节，这是因为负载4(具有小于负载1的电阻)需要更高电流来实现5v经调节电压。
因此，在拐点处或在拐点附近，实现电力的最高效使用(存在由发射电感器产生的过剩电力的最小值)。
本发明周期性地调制电力递送相位的脉冲宽度(例如，使其下降接着斜升)以感测发生此梯度改变的点且在此点处或在此点附近调节pwm谐振驱动器的脉冲宽度。此方法实现对来自发射器侧的次级电力消耗的直接感测，借此允许驱动器使电感器通电刚好足以实现接收器侧调节。此减少初级电路中的任何常备损耗，从而优化总体系统效率。由图22及23的图表中的点60指示这些最优操作点。
图24图解说明本发明的一个实施例的高阶描绘。发射器64含有例如图19中所展示的自动谐振驱动器，其中驱动脉冲宽度由脉冲宽度控制电压v(pth)设置。接收器66含有谐振电容器67、整流器68及以目标经调节电压给负载rl供电的电压调节器70。平流电容器(未展示)或其它低通滤波器消除涟波以将实质上dc输入电压提供到调节器70中。调节器70可为使用电力开关的任何类型的调节器，例如使用pwm的降压切换调节器，其中感测调节器的输出电压以产生反馈电压以控制调节器电力开关的工作循环，借此调节工作循环以致使反馈电压匹配参考电压以实现目标经调节电压。让与本发明受让人且以引用方式并入本文中的美国专利5,731,731中描述一种类型的调节器。调节器还可为ldo调节器，其中ldo调节器的串联电力装置在调节之前是完全导电的且在调节之后是部分导电的。控制器72周期性地扫掠v(pth)同时感测由峰值电压检测器74检测到的电感器l1的峰值电压。峰值电压检测器74可为接收ac电压且产生对应于峰值电压的值的任何常规电路。当由接收器电感器l2产生的电力足以使得调节器70能够输出目标经调节电压时，控制器72感测到发射器电感器l1的峰值电压的所得增加且停止扫掠v(pth)。此产生致使发射器电感器l1仅供应足以实现电压调节的电力的脉冲宽度。控制器72由于系统的参数可改变而周期性地执行扫掠及检测操作。
在一个实施例中，供应到发射器电感器l1的峰值电流刚好足以实现由电压调节器进行的调节。在另一实施例中，将供应到发射器电感器l1的峰值电流设置为等于或高于电压调节器实现调节所需要的电平的电平，但低于比调节所需要的电平大25％的电平以确保尽管发生特定参数的变化也能维持调节。
接收器66可完全位于接近于发射器电感器l1周期性地放置以用于给电池再充电的手持式装置中。接收器电感器l2与发射器电感器l1之间的间隔应为对于应用来说实际的最小值，例如小于1cm。
图25展示包含图19的电路的用于以最优方式控制脉冲宽度的另一可能设置。由输出v(pth)的最优电力传送调节器(optr)模块78调整电力递送脉冲宽度。optr模块78通过感测在发射器电感器l1上发展的峰值电压且调制v(pth)而执行梯度检测及最优点搜索。峰值电压检测器由二极体80、电容器82及电阻器r的组合形成。optr模块78的电路是相当简单的且可由所属领域的技术人员容易地设计。定时器可接着在时间周期之后起始新测量循环。
可实施各种算法来执行梯度检测及脉宽调制以找到最优点。
一个简单算法如下：
1.在启动时，以固定步长连续地增加脉冲宽度，从而在每一步阶处对在发射电感器处发展的峰值电压进行取样及存储。
2.找到当前峰值电压值(v1)与前一步阶处的值(v0)之间的差异，且因此在扫掠脉冲宽度时产生与峰值电压的梯度成比例的值。
3.将此值与预编程值(δvref)进行比较以确定是否已达到最优脉冲宽度。
4.一旦达到最优脉冲宽度，电压步进便暂停预编程时间(td)。
5.一旦td期满，脉冲宽度便以与之前相同的步长连续地步降，直到梯度值减小到δvref以下。
6.接着使脉冲宽度再次步升一或两个步阶，直到梯度再次大于δvref。
借助此算法，将驱动器的脉冲宽度不断地调整为最优值以仅递送对于接收器电路足以实现调节的电力。可通过增加供应电压而非脉冲宽度而执行替代方法。
在上文的所提议算法中提及的δvref值可通过最初准直系统并找出可靠且可接受分辨率来设置以达到最优效率。
td可通过找到需要针对特定系统进行此些调整的最小频率来类似地设置以确保系统维持最优电力效率。对td值的选择需要考虑到接收器负载的改变有多快及为使初级侧对此改变的负载做出反应而可接受的延迟是多大延迟。需要考虑到发射器及接收器电路两者的设置速度。
即使梯度改变的点指示最优操作条件，在实际实施方案中通常也只是在此点以外调节脉冲宽度。此将确保负载电流的任何随机偏移及稍微变化不致使接收器电路立即失去调节。
为使随机偏移及系统的其它系统不准确性并非影响因素，良好初级及次级自我效能是重要的。此将确保梯度的改变足够显著以用于检测。假定此为合理的，因为在精心设计的系统中，最多电力在次级负载上经递送而非因系统的低效率被用光。
对于具有实际上弱耦合(小于0.1耦合因数)或低功率(小于100mw)的系统，此检测方法可并非适合的，因为在发射器侧上反映的梯度改变可足够小使得用以检测此类小改变的系统开销的成本就功率、电路复杂度及面积(realestate)来说将为太昂贵的。
可在具有调节电力递送相位的脉冲宽度以优化总体系统电力效率的同一最终目标的情况下实施更复杂的算法来检测此梯度改变。
所描述算法的简单延伸将为以最小电压供应扫掠脉冲宽度。如果未找到脉冲宽度工作循环达到其最大值(50％)的最优点，那么在使电压供应斜升时继续搜索直到找到最优点。
此外，此方法还容易地经延伸以包含多个接收器电感器。只要接收器电路中的每一者调节其自身的电力消耗，相同方法便可在发射器侧上用于检测所有接收器电路在调节中的点。多个梯度改变将可见于发射器电感器峰值电压上，且最后一梯度改变点指示所有接收器电路在调节中的时候。接着在此最后一点处调节驱动器脉冲宽度或供应电压。
尽管已展示及描述了本发明的特定实施例，但所属领域的技术人员将显而易见，可在不背离本发明的情况下对本发明的较宽广方面做出改变及修改，且因此，所附权利要求书欲将属于本发明的真正精神及范围内的所有此类改变及修改涵盖于其范围内。
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