带变压器的高效非隔离交错并联BOOST变换器和工作方法与流程

本发明涉及电子电路自动化控制领域，尤其涉及一种带变压器的高效非隔离交错并联boost变换器和工作方法。

背景技术：

随着全球能源紧缺和严重的环境问题，新能源资源如光伏，燃料电池，风能，地热能等在全球受到广泛的关注。然而，大多数新能源资源如光伏、燃点电池的输出电压较低，在实际应用中需要一种高增益的变换器。理论上，boost，buck-boost和flyback变换器在极端占空比时能够提供较高的电压增益。事实上，这些变换器的电压增益却受限于开关管，二极管，电感和电容的等效串联电阻，漏感的影响。而且，在极端占空比时不仅会引入非常大的电流纹波和增加导通损耗，还会引入非常严重的二极管反向恢复问题。

因此，为提高变换器转换效率和避免工作的极端占空比情况，许多二次变换器和串级结构的两级变换器被提出。然后，由于两级结构的变换器拓扑复杂，效率降低了。而且，变换器的稳定性是一个问题和比较严重输出二极管的反向恢复问题。结果，最终的效率比较低，相应的电磁干扰(emi)噪声比较严重。隔离型变换器在有变压器的情况下能够很容易的获得较高的电压增益。然而，变压器的漏感不仅会导致电压和电流尖峰，引入较高的开关管电压应力，而且还会增加损耗和噪声，结果导致效率较低。rcd箝位电路和有源箝位电路能够减小电压应力和开关损耗，但却是以变换器拓扑结构复杂和相关箝位电路损耗为代价的。

为了获得较高的转换效率，大量的基于耦合电感的非隔离变换器由于其电路结构简单和导通损耗小而被广泛研究。然而，他们却需要缓冲器来限制由耦合电感的漏感引起的开关管电压尖峰。因此，电压箝位电路，有源箝位电路，无源再生缓冲电路已被提出来解决这种问题。然而，所有这些方法都是通过增加开关管和电容，这导致了变换器结构变复杂。基于boost集成隔离变换器的非隔离高增益变换器，如集成boost-flyback变换器和集成boost-sepic变换器在文献中已被提出。耦合电感作为变压器，通过调节绕组匝比来提高电压增益。此外，漏感能量直接回收利用于输出端，这样，开关管的电压尖峰能够被限制。而且，输出二极管的关断电流能被耦合电感的漏感限制，二极管的反向恢复问题减轻了，相关的损耗也减小了。然而，输出二极管的电压应力却随着耦合电感的匝比的增加而增加了。因此，二极管的反向恢复问题仍然存在。尽管避免了极端占空比，输入电流纹波由于电路的单开关控制却变得很大，这使得这些变换器都不适于大功率、大电流的应用场合。传统的交错并联boost变换器由于其结果简单和较小的输入输出纹波，在大功率和功率因数校正的应用中是比较好的选择。然而，电压增益比较低，开关管和二极管的电压应力接近于输出电压为了解决这些问题，将开关电容、变压器或耦合电感集成于传统的交错并联boost变换器。因此，获得了适用于大功率的高增益、高效率、低电压应力的变换器。

交错并联结构boost变换器因其结构简单和输入输出纹波小的特点而成为新能源系统的较好选择。然而，传统交错并联boost变换器的电压增益较低。因此，正激变换器和型变换器集成于传统的交错并联boost变换器已被提出。不仅能够获得较高的电压增益而且还能减小开关管和二极管的电压应力。然而，集成正激变换器和型变换器电路相当复杂和昂贵。普遍来说，与正激型和型变换器相比，flyback变换器能够获得更高的电压增益，而且电路结构更加简单。因此，flyback变换器集成于传统的交错并联变换器也是另外一个较好的选择。

技术实现要素：

本发明旨在至少解决现有技术中存在的技术问题，特别创新地提出了一种带变压器的高效非隔离交错并联boost变换器和工作方法。

为了实现本发明的上述目的，本发明提供了一种带变压器的高效非隔离交错并联boost变换器，其关键在于，包括：第一mos管、第二mos管、第一电感、第二电感、变压器漏感、第一二极管、第二二极管、第三二极管、负载、输出电容，第一电容、第二电容、变压器，

第一电感一端连接第二mos管漏极，第三电感与第一电感并联，同样连接第二mos管漏极，所述第一电感另一端连接第二电感一端，所述第一mos管源极连接第二mos管源极，所述第一mos管漏极连接第二电感另一端，所述第二电感一端还连接变压器漏感一端，所述变压器漏感另一端连接变压器一次侧输入端，所述第二mos管漏极连接变压器一次侧输出端，这使得具有更低导通电阻的mos管能够被选择来进一步减小开关损耗和导通损耗。

本发明还公开一种带变压器的高效非隔离交错并联boost变换器的工作方法，其关键在于，设置两个mos管工作时序，mos管导通、关断的一个时间周期分为t0、t1、t2、t3、t4五个时间点，所述工作方法包括：

步骤1，在t0至t1阶段，第二mos管导通，第一mos管关断，第二二极管关断，第一二极管和第三二极管导通，电源给第二电感充电，第二电感中的电流il2线性增加，第一电感和第二电容释放能量给输出电容和负载，第一电感电流il1线性减小；

步骤2，在t1至t2阶段，第二mos管、第一二极管关断，第一mos管关断，第一电感、第二电感和第三电感同时给输出电容和负载释放能量，电感电流il1、il2、il3线性减小，储在第一电感和第一电容中的能量通过第二二极管和第三二极管传递输出电容给负载；

步骤3，在t2至t3阶段，第二mos管和第一二极管依然关断，第一mos管开始导通，第三二极管关断。第二电感和第三电感仍然对外放电，第一电感开始充电，电流il1线性增加，第二电感和第一电容给第二电容充电，输出电容给负载放电；

步骤4，在t3至t4阶段，第一mos管、第二mos管同时关断，第一电感、第二电感和第三电感同时给输出电容和负载释放能量，电感电流il1、il2、il3线性减小，储在第一电感和第一电容中的能量通过第二二极管和第三二极管传递输出电容给负载。

所述的带变压器的高效非隔离交错并联boost变换器的工作方法，其特征在于，还包括设置电压增益的步骤：

当d＜0.5时：

变换器在四个工作模态时的工作时间分别为dts、(0.5-d)ts、dts、(0.5-d)ts，根据第二电容的伏秒平衡原理：

可以得到：

vin+vc1(1-d)-vc2d-vo(1-2d)＝0

同样，根据第一电感和第三电感的伏秒平衡原理可得方程：

vin+vc2(1-d)-vo(1-d)＝0

ndvin-vc1d-vc1(1-2d)-vc1d＝0

可得变换器的电压增益为：

所述的带变压器的高效非隔离交错并联boost变换器的工作方法，其特征在于，还包括设置电压应力的步骤：

根据基尔霍夫电压定律，第一mos管、第二mos管和第一二极管、第二二极管、第三二极管的电压应力得为：

第一电容的电压应力为：

vc1＝ndvin

第二电容的电压应力为：

根据基尔霍夫电压定律可知第二mos管的电压应力为第一电容和第二电容电压应力之差，其为

第一mos管的电压应力为输出电压与第二电容电压之差，其为

同样可求得第二二极管和第三二极管的电压应力分别为：

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

所述变换器采用交错并联结构来减小输入和输出纹波。flyback变换器集成于传统的交错并联boost变换器，并且flyback变换器的变压器原边绕组直接与输出端相连。因此，变压器的漏感能量能够回收利用，从而提高了变换器效率。此外，增加的开关电容作为分压器来减小开关管和二极管的电压应力，这使得更低电压等级的二极管和具有更低导通电阻的开关管能够被选择来进一步减小开关损耗和导通损耗。

本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1是本发明带变压器的高效非隔离交错并联boost变换器电路图；

图2是本发明带变压器的高效非隔离交错并联boost变换器波形图；

图3是本发明带变压器的高效非隔离交错并联boost变换器模态1的等效电路图；

图4是本发明带变压器的高效非隔离交错并联boost变换器模态2的等效电路图；

图5是本发明带变压器的高效非隔离交错并联boost变换器模态3的等效电路图；

图6是本发明带变压器的高效非隔离交错并联boost变换器模态4的等效电路图；

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

在本发明的描述中，除非另有规定和限定，需要说明的是，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是机械连接或电连接，也可以是两个元件内部的连通，可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。

如图1所示，本发明提供了一种带变压器的高效非隔离交错并联boost变换器，其关键在于，包括：第一mos管、第二mos管、第一电感、第二电感、变压器漏感、第一二极管、第二二极管、第三二极管、负载、输出电容，第一电容、第二电容、变压器，

第一电感一端连接第二mos管漏极，第三电感与第一电感并联，同样连接第二mos管漏极，所述第一电感另一端连接第二电感一端，所述第一mos管源极连接第二mos管源极，所述第一mos管漏极连接第二电感另一端，所述第二电感一端还连接变压器漏感一端，所述变压器漏感另一端连接变压器一次侧输入端，所述第二mos管漏极连接变压器一次侧输出端，这使得具有更低导通电阻的mos管能够被选择来进一步减小开关损耗和导通损耗。

图1中提出的电路中。开关管s2为变压器励磁电感中的电流提供一条流入输出端的路径，因此减小了开关管s1的电流应力和导通损耗，减小了输入电流纹波。当s1关断时，存储在电感l2中的能量不会传递到变压器原边绕组中，而是让其传递到输出端。同时，变换器的漏感能量能够利用于输出端。开关管s2的使用减小了s1的电流应力，因而可以为这两个开关管选择更低电流等级的mosfet。虽然在电路中增加了一个开关管，但损耗却并没有相应的增加。所述s1、s2栅极分别连接控制器。

提出的变换器的工作原理可以从图2中的关键工作波形可以阐述。为了简化，假设图2中所有的元件除了变压器都是理想的，且都工作在稳态下。为了描述s2的作用，考虑了变压器的漏感llk。在电路分析中，提出的变换器工作在连续模式(ccm)，稳态下占空比在小于0.5，开关管s1工作时具有180°相位，s2工作时具有0°相位。提出的变换器在一个开关周期内的稳态波形对应4种电路工作模态。工作模态描述如下。

(1)模态1[t0＜t≤t1]：开关管s2导通，s1关断，二极管d2，d1、d3导通。电源vin给电感l2充电，电感l2的电流il2线性增加，电源通过变压器给电感l3和电容c1充电，电感l3的电流il3线性增加，电感l1和电容c2释放能量给输出电容co和负载r，电感l1的电流il1线性减小。

(2)模态2[t1＜t≤t2]：开关管s2、二极管d1关断，开关管s1仍然关断，电感l1、l2、l3同时给输出电容和负载释放能量，电感电流il1、il2、il3线性减小，开关电容c1，c2放电。

(3)模态3[t2＜t≤t3]：开关管s2和二极管d1仍然关断，开关管s1开始导通，二极管d3关断。电感l2和l3仍然放电，电感l1开始充电，电流il1线性增加，电感l2和电容c1给电容c2充电，输出电容co给负载放电。

(4)模态4[t3＜t≤t4]：此时开关管s1、s2同时关断，其等效电路模态与模态2相同，电感l1、l2、l3同时给输出电容和负载释放能量，电感电流il1、il2、il3线性减小，开关电容c1，c2放电。

电压增益

当d＜0.5时：

变换器在四个工作模态时的工作时间分别为dts、(0.5-d)ts、dts、(0.5-d)ts，根据第c2的伏秒平衡原理：

可以得到：

vin+vc1(1-d)-vc2d-vo(1-2d)＝0(2)

同样，根据l1和l3的伏秒平衡原理可得方程：

vin+vc2(1-d)-vo(1-d)＝0(3)

ndvin-vc1d-vc1(1-2d)-vc1d＝0(4)

可得变换器的电压增益为：

各元件电压应力

开关电容c1的电压为：

vc1＝ndvin(6)

开关电容c2的电压为：

根据基尔霍夫电压定律可知开关管s2的电压应力为电容c2与电容c1电压之差，其为

开关管s1的电压应力为输出电压与电容c2电压之差，其为

同样可求得二级管d2和d3的电压应力分别为：

由上式可知，开关管s2和二极管d3具有相同的电压应力，由于开关电容承受了相当一部分电压，因此其电压应力不到输出电压的1/2。因此，开关损耗和导通损耗能够减小，可以选择更低电压等级的二极管来进一步减小开关和导通损耗。

提出的变换器的工作模式的考虑

对于新能源资源如光伏、燃料电池的应用，需要一种电压增益高、输入电流纹波小的直流变换器。因而，提出的变换器是一个较好的选择。由于交错结构，提出的变换器不仅提供较高的电压增益，而且通过抑制输入电流纹波延长了燃料电池和电池块的使用寿命。提出的变换器工作在连续模式(ccm)比工作在离散模式(dcm)更适合。在dcm模式时，尽管能产生大的输出电压和具有小的占空比，但输出电压对占空比更加敏感。因此，闭环反馈电路的设计更加复杂。而且，dcm模式时输入电流纹波较大，以至于会缩短燃料电池的使用寿命，相应的系统效率也会减小。因此，提出的变换器在dcm模式时不适于新能源系统的应用，本发明只考虑ccm模式的情况。当占空比小于0.5时，提出的变换器仍然能工作，但此时变压器次边的电压较低，结果使得输出电压较低。因此，本发明只考虑占空比小于0.5的情况。

本发明变换器是flyback和开关电容集成于一个传统的交错并联boost变换器，这种变换器结构用于减小输入输出纹波。flyback变换器被设计来提高电压增益，避免工作在极端占空比情况。此外，开关电容作为分压器来减小开关管和二极管的电压应力。如此，较低电压等级的二极管和较小导通电阻的开关管能够被选择来进一步减小开关和导通损耗。而且，由于变压器的原边绕组直接与输出点相连，漏感能量能被回收利用，通过主开关管的电压尖峰也能被减小。因而，相应的效率被提高了。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。