抑制模块化电压源型换流阀功率振荡的前馈控制方法与流程

本发明涉及柔性直流输电技术，尤其涉及一种抑制模块化电压源型换流阀功率振荡的前馈控制方法。

背景技术：

模块化多电平变换器(modularmultilevelconverter,mmc)采用可控关断型电力电子器件和脉冲宽度调制技术(pulsewidthmodulation，pwm)，既可以实现有功功率和无功功率的独立控制，又能向无源网络供电，是一种新颖的多电平变换器拓扑结构，已成为当前国际电力电子领域的研究热点。基于模块化电压源换流阀的高压直流输电(highvoltagedirectcurrent，hvdc)系统，能够克服可控硅直流的缺点，在连接新能源发电场(如风力发电、太阳能发电等)到电网、向远距离负荷、构筑城市负荷中心供电等领域具有广阔的应用前景。但是，当柔性直流换流阀架空线、长距离、小功率输送的情况下，容易出现直流电压与功率的振荡问题，限制了大功率换流阀在小功率下的应用，为了扩展换流阀工作区间，抑制直流电压与功率的振荡，有必要对模块化电压源换流阀功率振荡进行抑制。

技术实现要素：

为解决上述技术问题，本发明实施例的主要目的在于提供一种抑制模块化电压源型换流阀功率振荡的前馈控制方法，该方法还包括，

采集模块化电压源换流阀系统侧有功与无功、三相电压usabc、三相电流isabc上桥臂电流itabc,下桥臂电流ibabc及直流电压udc；

对所述usabc、isabc进行dq变换，得到两相旋转坐标系下系统侧电压分量usdq(usd、usq)、反馈的电流分量isdq(isd、isq)；

根据有功参考与有功反馈计算外环有功参考电流ird，根据外环无功控制方式，选择无功电流计算方式，得到外环无功参考电流irq；

将所述外环计算得到的有功参考电流ird、无功参考电流irq与所述反馈电流isdq经去耦与pi控制得到dq轴下的参考电压urefdq；

根据所述直流电压udc获取前馈控制信号，在所述直流电压控制端将所述直流电压与参考电压udc^*作差，在非电压控制端将所述直流电压低通滤波，得到差值信号，经比例积分或比例控制后得到基于d轴前馈控制信号ufdq、q轴前馈控制信号ufq以及dq轴前馈控制信号ufdq；

将dq轴下所述参考电压与所述前馈信号相加，即urefdq+ufdq、urefdq+ufd、urefdq+ufq进行dq反变换，得到前馈控制的参考电压ureffabc；

经环流抑制，所述上下两臂电流itabc、ibabc求平均，再进行负序的2倍频dq变换，得到换流电流的dq分量，经过一个内环pi控制得到输出的抑制换流的电压uzdq，再经2倍频dq反变换，得到静止abc坐标下的换流抑制电压uzabc；

将所述ureffabc与所述uzabc叠加，得到上下桥臂的参考电压，经最近电平逼近调制，获取模块化电压源换流阀的开关控制信号，以实现模块化电压源换流阀功率振荡的抑制。

本发明实施例通过将柔性直流输电系统的直流电压作为前馈信号，避免了从系统电流提取阻尼信号的坐标变换、滤波环节，减少了计算量，便于实现。该方法能够增强直流输电系统在小功率、长距离输送下的稳定与控制，通过直接修正输出电压来实现从换流阀实现直流电压与功率振荡的抑制。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例输电系统中模块化电压源换流阀直流输电的系统结构示意图；

图2为本发明实施例模块化电压源换流阀功率振荡的前馈控制流程示意图；

图3为本发明实施例模块化电压源换流阀锁相环示意图；

图4为本发明实施例模块化电压源换流阀外环无功控制示意图；

图5为本发明实施例模块化电压源换流阀外环有功控制示意图；

图6为本发明实施例模块化电压源换流阀外环电流限幅示意图；

图7为本发明实施例模块化电压源换流阀电压控制端d轴的比例积分前馈控制示意图；

图8为本发明实施例模块化电压源换流阀电压控制端q轴的比例前馈控制示意图；

图9为本发明实施例模块化电压源换流阀电压控制端dq轴的比例积分前馈控制示意图；

图10为本发明实施例模块化电压源换流阀电压控制端d轴的比例前馈控制示意图；

图11为本发明实施例模块化电压源换流阀电压控制端q轴的比例前馈控制示意图；

图12为本发明实施例模块化电压源换流阀电压控制端dq轴的比例前馈控制示意图；

图13为本发明实施例模块化电压源换流阀非电压控制端d轴的比例积分前馈控制示意图；

图14为本发明实施例模块化电压源换流阀非电压控制端q轴的比例积分前馈控制示意图；

图15为本发明实施例模块化电压源换流阀非电压控制端dq轴的比例积分前馈控制示意图；

图16为本发明实施例模块化电压源换流阀非电压控制端d轴的比例前馈控制示意图；

图17为本发明实施例模块化电压源换流阀非电压控制端q轴的比例前馈控制示意图；

图18为本发明实施例模块化电压源换流阀非电压控制端dq轴的比例前馈控制示意图；

图19为本发明实施例模块化电压源换流阀功率振荡抑制的内环与前馈控制框图示意图；

图20为本发明实施例模块化电压源换流阀环流抑制计算的示意图；

图21为本发明实施例模块化电压源换流阀环流抑制控制环的示意图；

图22为本发明实施例模块化电压源换流阀上下桥臂参考电压生成的示意图；

图23为本发明实施例模块化电压源换流阀未采用前馈控制的送端与受端直流电压的示意图；

图24为本发明实施例模块化电压源换流阀未采用前馈控制的送端有功与无功功率的示意图；

图25为本发明实施例模块化电压源换流阀未采用前馈控制的受端有功与无功功率的示意图；

图26为本发明实施例模块化电压源换流阀采用前馈控制的送端与受端直流电压的示意图；

图27为本发明实施例模块化电压源换流阀采用前馈控制的送端有功与无功功率的示意图；

图28为本发明实施例模块化电压源换流阀采用前馈控制的受端有功与无功功率的示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明实施例提供了一种抑制模块化电压源换流阀长距离、小功率输送情况下的直流电压与功率振荡的方法，两端模块化电压源换流阀长距离输电的示意图如图1所示，其抑制方法的流程示意图如图2所示，该方法主要包括以下步骤：

步骤s1、采集模块化电压源换流阀系统侧有功与无功、三相电压usabc、三相电流isabc上桥臂电流itabc,下桥臂电流ibabc及直流电压udc，其中锁相环如图3所示；

步骤s2、对所述usabc、isabc进行dq变换，得到两相旋转坐标系下系统侧电压分量usdq(usd、usq)、反馈的电流分量isdq(isd、isq)；

步骤s3、根据有功参考与有功反馈计算外环有功参考电流ird，根据外环无功控制方式，选择无功电流计算方式，得到外环无功参考电流irq，外环无功控制示意图如图4所示，外环有功控制示意图如图5所示，外环电流限幅示意图如图6所示；

步骤s4、将所述外环计算得到的有功参考电流ird、无功参考电流irq与所述反馈电流isdq经去耦与pi控制得到dq轴下的参考电压urefdq；

步骤s5、根据所述直流电压udc获取前馈控制信号，在所述直流电压控制端将所述直流电压与参考电压udc^*作差，在非电压控制端将所述直流电压低通滤波，得到差值信号，经比例积分或比例控制后得到基于d轴前馈控制信号ufdq、q轴前馈控制信号ufq以及dq轴前馈控制信号ufdq，控制的框图如图7-图18所示；

步骤s6、将dq轴下所述参考电压与所述前馈信号相加，即urefdq+ufdq、urefdq+ufd、urefdq+ufq进行dq反变换，得到前馈控制的参考电压ureffabc，如图19所示；

步骤s7、经环流抑制，具体采用的方法是所述上下两臂电流itabc、ibabc求平均，再进行负序的2倍频dq变换，得到换流电流的dq分量，经过一个内环pi控制得到输出的抑制换流的电压uzdq，再经2倍频dq反变换，得到静止abc坐标下的换流抑制电压uzabc，如图19-图21所示；

步骤s8、将所述ureffabc与所述uzabc叠加，得到上下桥臂的参考电压，然后经最近电平逼近调制，获取模块化电压源换流阀的开关控制信号，以实现模块化电压源换流阀功率振荡的抑制，如图22所示。

本发明实施例通过将柔性直流输电系统的直流电压作为前馈信号，避免了从系统电流提取阻尼信号的坐标变换、滤波环节，减少了计算量，便于实现。该方法能够增强直流输电系统在小功率、长距离输送下的稳定与控制，通过直接修正输出电压来实现从换流阀实现直流电压与功率振荡的抑制。

根据本发明的一实施例，利用步骤s5中根据换流阀是否控制电压，以及采用比例积分或者是比例控制，以及前馈控制施加在d轴、q轴以及dq轴，具体实施有以下几种方式。

在电压控制端，前馈信号施加在d轴采用pi控制时，如图7所示，对所述直流电压参考值udc^*及所述直流电压udc作差，得到直流电压偏差δudc；对所述直流电压偏差δudc按照下式进行比例积分处理，获取所述控制信号：

ufd＝δudc×(kp+1/sti)(1)

其中，ufd为前馈控制信号；kp为比例控制系数；ti为转子侧积分时间常数。

在电压控制端，前馈信号施加在q轴采用pi控制时，如图8所示，对所述直流电压参考值udc^*及所述直流电压udc作差，得到直流电压偏差δudc；对所述直流电压偏差δudc按照下式进行比例积分处理，获取所述控制信号：

ufq＝δudc×(kp+1/sti)(2)

其中，ufq为前馈控制信号；kp为比例控制系数；ti为转子侧积分时间常数。

在电压控制端，前馈信号施加在dq轴采用pi控制时，如图9所示，对所述直流电压参考值udc^*及所述直流电压udc作差，得到直流电压偏差δudc；对所述直流电压偏差δudc按照下式进行比例积分处理，获取所述控制信号：

ufdq＝δudc×(kp+1/sti)(3)

其中，ufdq为前馈控制信号；kp为比例控制系数；ti为转子侧积分时间常数。

在电压控制端，前馈信号施加在d轴采用比例控制时，如图10所示，对所述直流电压参考值udc^*及所述直流电压udc作差，得到直流电压偏差δudc；对所述直流电压偏差δudc按照下式进行比例处理，获取所述控制信号：

ufd＝δudc×kp(4)

其中，ufd为前馈控制信号；kp为比例控制系数。

在电压控制端，前馈信号施加在q轴采用比例控制时，如图11所示，对所述直流电压参考值udc^*及所述直流电压udc作差，得到直流电压偏差δudc；对所述直流电压偏差δudc按照下式进行比例处理，获取所述控制信号：

ufq＝δudc×kp(5)

其中，ufq为前馈控制信号；kp为比例控制系数。

在电压控制端，前馈信号施加在dq轴采用比例控制时，如图12所示，对所述直流电压参考值udc^*及所述直流电压udc作差，得到直流电压偏差δudc；对所述直流电压偏差δudc按照下式进行比例处理，获取所述控制信号：

ufdq＝δudc×kp(6)

其中，ufdq为前馈控制信号；kp为比例控制系数。

在非电压控制端，前馈信号施加在d轴采用pi控制时，如图13所示，对所述直流电压参考值udc^*及所述直流电压udc作差，得到直流电压偏差δudc；对所述直流电压偏差δudc按照下式进行比例积分处理，获取所述控制信号：

ufd＝δudc×(kp+1/sti)(7)

其中，ufd为前馈控制信号；kp为比例控制系数；ti为转子侧积分时间常数。

在非电压控制端，前馈信号施加在q轴采用pi控制时，如图14所示，对所述直流电压参考值udc^*及所述直流电压udc作差，得到直流电压偏差δudc；对所述直流电压偏差δudc按照下式进行比例积分处理，获取所述控制信号：

ufq＝δudc×(kp+1/sti)(8)

其中，ufq为前馈控制信号；kp为比例控制系数；ti为转子侧积分时间常数。

在非电压控制端，前馈信号施加在dq轴采用pi控制时，如图15所示，对所述直流电压参考值udc^*及所述直流电压udc作差，得到直流电压偏差δudc；对所述直流电压偏差δudc按照下式进行比例积分处理，获取所述控制信号：

ufdq＝δudc×(kp+1/sti)(9)

其中，ufdq为前馈控制信号；kp为比例控制系数；ti为转子侧积分时间常数。

在非电压控制端，前馈信号施加在d轴采用比例控制时，如图16所示，对所述直流电压参考值udc^*及所述直流电压udc作差，得到直流电压偏差δudc；对所述直流电压偏差δudc按照下式进行比例处理，获取所述控制信号：

ufd＝δudc×kp(10)

其中，ufd为前馈控制信号；kp为比例控制系数。

在非电压控制端，前馈信号施加在q轴采用比例控制时，如图17所示，对所述直流电压参考值udc^*及所述直流电压udc作差，得到直流电压偏差δudc；对所述直流电压偏差δudc按照下式进行比例处理，获取所述控制信号：

ufq＝δudc×kp(11)

其中，ufq为前馈控制信号；kp为比例控制系数。

在非电压控制端，前馈信号施加在dq轴采用比例控制时，如图18所示，对所述直流电压参考值udc^*及所述直流电压udc作差，得到直流电压偏差δudc；对所述直流电压偏差δudc按照下式进行比例处理，获取所述控制信号：

ufdq＝δudc×kp(12)

其中，ufdq为前馈控制信号；kp为比例控制系数。

经过步骤s1-s7计算得到施加前馈控制后的计算参考电压、，步骤s8将计算得到的环流抑制控制信号，将两者相加减，分别得到上下桥臂的参考电压，经调制后即可实现电压源换流阀在长距离、低功率下的功率与电压的振荡。

为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面以一详细的实施例进行说明。

本发明实施例对所研究系统进行了暂态时域仿真。仿真采用3000mva直流电压±500kv的采用金属回线的长距离输电的两端进行仿真，功率送端采用定功率控制，功率受端采用定电压控制，送端与受端均为单位功率因素，在未采取抑制措施得到的送端与受端直流电压仿真波形如图23所示，送端的有功无功波形如图24所示，受端的有功无功波形如图25所示。从时域波形可以看出，直流电压与功率中含有1hz的波动分量。

在控制系统中加入前馈控制模块后，送端与受端直流电压仿真波形如图26所示，送端的有功无功波形如图27所示，受端的有功无功波形如图28所示。对比图23和图26，图24和图27，图25和图28，从波形上看，通过增加前馈控制模块，能够使模块化电压源换流阀避免小功率下的直流电压与功率振荡，与理论分析相一致。

本发明实施例模块化电压源换流阀在长距离、小功率下的直流电压与功率振荡问题，提出了基于直流电压的前馈控制方法，具体包括电压控制端的比例前馈控制、比例积分前馈控制，非电压控制端的比例前馈控制、比例积分前馈控制，并将该附加控制分别加到d轴、q轴、以及dq轴，并设计了控制器的相应参数，进行了实时仿真，验证了本发明实施例提出的控制策略的有效性，可以有效抑制模块化电压源换流阀在长距离、小功率下的直流电压与功率振荡。本发明实施例避免了dq坐标下的坐标变换和谐振控制器数量，减少了计算量，便于实现。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分步骤可以通过程序来指令相关的硬件来完成，该程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，比如rom/ram、磁碟、光盘等。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。