本发明涉及DC-DC变换器技术领域，特别是涉及一种基于耦合电感的高增益双向四相DC-DC变换器及控制方法。
背景技术：
近年来，随着新能源发电、电动汽车和储能系统等领域的发展，双向高增益DC-DC变换器受到了广泛的关注与研究。
在现有技术中，传统的双向四相DC-DC变换器电路拓扑如图1所述，受电路中寄生参数的影响，尤其是电感和电容等效内阻的影响，上述传统的双向四相DC-DC变换器很难获得较大的电压转换比。因此，当需要得到足够大的电压转换比时，上述电路将会无法满足实际需求；另外，上述传统变换器的各功率开关管关断时承受的电压均为高压侧电压，电压应力大。
为提高DC-DC变换器的电压转换比，目前的解决方案主要有三种：
第一种是使用变压器实现升降压，其能量转换环节为直流-交流-交流-直流，但此方案由于转换环节较多，使得能量转换效率变低。
第二种是使用开关电容技术实现升降压，但此方案所需开关器件过多，使得成本加大且控制复杂。
第三种是使用耦合电感技术实现升降压，但耦合电感的漏感会引起过大的电压尖峰且加大损耗。
综上所述，现有技术中对于如何在DC-DC变换器所需器件尽量少的前提下得到足够大的电压转换比的问题，尚缺乏有效的解决方案。
技术实现要素：
为了解决现有技术的不足，本发明目的之一是提供了一种基于耦合电感的高增益双向四相DC-DC变换器，能够提升DC-DC变换器的电压转换比。
一种基于耦合电感的高增益双向四相DC-DC变换器，包括：
四相耦合电感，其各相电感为L1～L4，耦合电感第一相L1和第三相L3的同名端、第二相L2和第四相L4的异名端同时与低压侧单元的正极相连；
耦合电感第一相L1的另一端分别与功率开关管S1的第一端和S2的第二端相连接，耦合电感第二相L2的另一端分别与功率开关管S3的第一端和第一倍压电容C1的负极相连接，耦合电感第三相L3的另一端分别与功率开关管S5的第一端、第一高压侧滤波电容CH1的负极和第二高压侧滤波电容CH2的正极相连接，耦合电感第三相L4的另一端分别与功率开关管S7的第一端和第二倍压电容C2的正极相连接；
所述低压侧单元的负极分别与功率开关管S1、S3、S5、S7的第二端和S8的第一端相连接，第一倍压电容C1的正极分别与功率开关管S2的第一端和S4的第二端相连接，第二倍压电容C2的负极分别与功率开关管S6的第一端和S8的第二端相连接，第一高压侧滤波电容CH1的正极与功率开关管S4的第一端和高压侧单元的正极相连接，第二高压侧滤波电容CH2的负极与功率开关管S6的第二端和高压侧单元的负极相连接；
功率开关管S1～S8各自的第三端分别与各自的驱动电路相连接。
进一步的，所述耦合电感的各相电感耦合方式为正负耦合方式，即耦合电感奇数相之间、偶数相之间正耦合，奇数相与偶数相之间负耦合。
进一步的，所述功率开关管S1～S8各自的第三端分别与各自的驱动电路相连接，所述各自的驱动电路均连接至控制单元。
进一步的，当所述变换器工作在boost模式时，所述低压侧单元为相并联的低压侧滤波电容CL及低压侧电源VL；当所述变换器工作在buck模式时，所述低压侧单元为相并联的低压侧滤波电容CL及负载RL。
进一步的，当所述变换器工作在buck模式时，所述高压侧单元为高压侧电源VH；当所述变换器工作在boost模式时，所述高压侧单元为负载RH。
进一步的，所述功率开关管S1～S8全为N沟道场效应晶体管MOSFET或全为绝缘栅晶体管IGBT；当功率开关管为N沟道场效应晶体管MOSFET时，所述功率开关管的第一端为MOSFET的漏极，第二端为MOSFET的源极，第三端为MOSFET的栅极；
当功率开关管为绝缘栅晶体管IGBT时，所述功率开关管的第一端为IGBT的集电极，所述功率开关管的第二端为IGBT的发射极，所述功率开关管的第三端为IGBT的栅极。
本发明还公开了一种基于耦合电感的高增益双向四相DC-DC变换器的控制方法，所述变换器采用180°交错控制方法，即所述功率开关管S1和S2、S3和S4、S5和S6、S7和S8分别互补导通，未考虑死区时间，且S1和S5、S3和S7同相位，S1和S3相位相差180°，S1、S3、S5、S7占空比相同且大于0.5。
进一步的，在180°交错控制下，所述变换器工作在boost模式或buck模式时，其电压转换比为：式中VH是高压侧直流电压，VL是低压侧直流电压，D是功率开关管S1、S3、S5、S7导通的占空比，且0.5<D<1。
进一步的，所述变换器工作在boost模式时，一个开关周期内，所述变换器共有四个工作模态：
模态1、3[t0-t1，t2-t3]：功率开关管S1、S3、S5、S7导通，S2、S4、S6、S8关断，S2、S4、S6、S8的反并联二极管D2、D4、D6、D8截止，低压侧电源VL对电感L1、L2、L3、L4充电，电感电流iL1、iL2、iL3、iL4线性增大；电容C1、C2无充放电，电容电压vC1、vC2不变；电容CH1、CH2共同对高压侧负载RH供电，电容电压vCH1、vCH2线性减小；
模态2[t1-t2]：功率开关管S1、S4、S5、S8导通，S2、S3、S6、S7关断，S2、S3、S6、S7的反并联二极管D2、D3、D6、D7截止，低压侧电源VL对电感L1、L3充电，电感电流iL1、iL3线性增大；电感L2对电容C1放电、CH1充电，电感电流iL2线性减小，电容电压vC1线性减小，电容电压vCH1线性增大；电感L4对电容C2充电，电感电流iL4线性减小，电容电压vC2线性增大；电容CH1、CH2共同对高压侧负载RH供电，电容电压vCH2线性减小；
模态4[t3-t4]：功率开关管S2、S3、S6、S7导通，S1、S4、S5、S8关断，S1、S4、S5、S8的反并联二极管D1、D4、D5、D8截止，低压侧电源VL对电感L2、L4充电，电感电流iL2、iL4线性增大；电感L1对电容C1充电，电感电流iL1线性减小，电容电压vC1线性增大；电感L3对电容CH2充电、C2放电，电感电流iL3线性减小，电容电压vCH2线性增大，电容电压vC2线性减小；电容CH1、CH2共同对高压侧负载RH供电，电容电压vCH1线性减小。
进一步的，所述变换器工作在buck模式时，一个开关周期内，变换器共有四个工作模态：
模态1，3[t0-t1，t2-t3]：功率开关管S1、S3、S5、S7导通，S2、S4、S6、S8关断，S2、S4、S6、S8的反并联二极管D2、D4、D6、D8截止，电感L1、L2、L3、L4对低压侧电容CL充电的同时向负载RL供电，电感电流iL1、iL2、iL3、iL4线性减小；电容C1、C2、CH1、CH2无充放电，电容电压vC1、vC2、vCH1、vCH2不变；
模态2[t1-t2]：功率开关管S1、S4、S5、S8导通，S2、S3、S6、S7关断，S2、S3、S6、S7的反并联二极管D2、D3、D6、D7截止，电感L1、L3对低压侧电容CL充电的同时向负载RL供电，电感电流iL1、iL3线性减小；电容CH1对电容C1和电感L2充电，电感电流iL2线性增大，电容电压vC1线性增大，电容电压vCH1线性减小；电容C2对L4充电，电感电流iL4线性增大，电容电压vC2线性减小；高压侧电源VH对电容CH1、CH2充电，电容电压vCH2线性增大；
模态4[t3-t4]：功率开关管S2、S3、S6、S7导通，S1、S4、S5、S8关断，S1、S4、S5、S8的反并联二极管D1、D4、D5、D8截止，电感L2、L4对低压侧电容CL充电的同时向负载RL供电，电感电流iL2、iL4线性减小；电容C1对电感L1充电，电感电流iL1线性增大，电容电压vC1线性减小；电容CH2对电容C2和电感L3充电，电感电流iL3线性增大，电容电压vC2线性增大，电容电压vCH2线性减小；高压侧电源VH对电容CH1、CH2充电，电容电压vCH1线性增大。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1、本发明具有更高的电压转换比，其电压转换比可提高到传统双向四相DC-DC变换器的四倍；功率开关管具有更低的电压应力，其中功率开关管S2、S4、S6的关断时承受的电压为高压侧电压的二分之一，功率开关S1、S3、S5、S7、S8的关断时承受的电压为高压侧电压的四分之一。
2、本发明两个高压侧滤波电容可以实现自动稳压，耦合电感的各相可以实现自动均流。
高压侧滤波电容CH1、CH2上的电压是VH的二分之一。
3、本发明仅增加三个电容，电路拓扑简单，电路元件少，降低了变换器的成本，提高了变换器的整体工作效率。
4、本发明变换器控制简单，易于实现。采用的180°交错控制方式，可以最大程度增大占空比范围、减小耦合电感体积并减小输出侧的总电压纹波。
附图说明
构成本申请的一部分的说明书附图用来提供对本申请的进一步理解，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。
图1为传统双向四相DC-DC变换器电路拓扑；
图2为本发明提出的基于耦合电感的高增益双向四相DC-DC变换器电路拓扑；
图3为本发明提出的基于耦合电感的高增益双向四相DC-DC变换器在180°交错控制方式下各功率开关管的控制信号；
图4(a)-图4(c)为本发明提出的基于耦合电感的高增益双向四相DC-DC变换器在180°交错控制方式下，工作在boost模式时的工作模态；
图5(a)-图5(c)为本发明提出的基于耦合电感的高增益双向四相DC-DC变换器在180°交错控制方式下，工作在buck模式时的工作模态。
具体实施方式
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
正如背景技术所介绍的，现有技术中存在不足，为了解决所述技术问题，本申请提出了一种基于耦合电感的高增益双向四相DC-DC变换器及控制方法。
本申请的一种典型的实施方式中，提供了一种基于耦合电感的高增益双向四相DC-DC变换器，本发明具体实施方式采用图2图2所示拓扑，该拓扑包含一个四相耦合电感，耦合电感的各相电感为L1～L4，耦合方式为正负耦合方式，即耦合电感奇数相之间、偶数相之间正耦合，奇数相与偶数相之间负耦合，八个功率开关管S1～S8，五个电容CL、C1、C2、CH1、CH2，其电路连接关系为：
耦合电感第一相L1和第三相L3的同名端、第二相L2和第四相L4的异名端同时与低压侧单元的正极相连接，耦合电感第一相L1的另一端与功率开关管S1的第一端和S2的第二端相连接，耦合电感第二相L2的另一端与功率开关管S3的第一端和第一倍压电容C1的负极相连接，耦合电感第三相L3的另一端与功率开关管S5的第一端、第一高压侧滤波电容CH1的负极和第二高压侧滤波电容CH2的正极相连接，耦合电感第三相L4的另一端与功率开关管S7的第一端和第二倍压电容C2的正极相连接；
低压侧单元的负极分别与功率开关管S1、S3、S5、S7的第二端和S8的第一端相连接，第一倍压电容C1的正极与功率开关管S2的第一端和S4的第二端相连接，第二倍压电容C2的负极与功率开关管S6的第一端和S8的第二端相连接，第一高压侧滤波电容CH1的正极与功率开关管S4的第一端和高压侧电源VH(或负载RH)的正极相连接，第二高压侧滤波电容CH2的负极与功率开关管S6的第二端和高压侧单元的负极相连接；
功率开关管S1～S8各自的第三端分别与各自的驱动电路相连接。
具体的，当所述变换器工作在boost模式时，所述低压侧单元为相并联的低压侧滤波电容CL及低压侧电源VL，所述高压侧单元为负载RH；当所述变换器工作在buck模式时，所述低压侧单元为相并联的低压侧滤波电容CL及负载RL，所述高压侧单元为高压侧电源VH。
功率开关管S1～S8全为N沟道场效应晶体管MOSFET或全为绝缘栅晶体管IGBT；
当功率开关管为N沟道场效应晶体管MOSFET时，所述功率开关管的第一端为MOSFET的漏极，第二端为MOSFET的源极，第三端为MOSFET的栅极；
当功率开关管为绝缘栅晶体管IGBT时，所述功率开关管的第一端为IGBT的集电极，所述功率开关管的第二端为IGBT的发射极，所述功率开关管的第三端为IGBT的栅极。
本申请的基于耦合电感的高增益双向四相DC-DC变换器在控制方式的实现上，变换器采用180°交错控制方式，如图3所示，即所述功率开关管S1和S2、S3和S4、S5和S6、S7和S8分别互补导通，未考虑死区时间，且S1和S5、S3和S7同相位，S1和S3相位相差180°，S1、S3、S5、S7占空比相同且大于0.5。
本优选实施范例通过改变低压侧和高压侧对电源或负载的连接，来验证变换器的双向工作特性。即变换器工作在boost升压模式时，采用低压侧连接电源，高压侧连接负载的方式；工作在buck降压模式时，采用低压侧连接负载，高压侧连接电源的方式。
在180°交错控制方式下，变换器工作在boost模式时，其电压转换比为：式中VH是高压侧直流电压，VL是低压侧直流电压，D是功率开关管S1、S3、S5、S7导通的占空比，且0.5<D<1，一个开关周期内(t0至t4为一个开关周期，分为四个时间段，分别为t0-t1、t1-t2、t2-t3、t3-t4)，如图4(a)-图4(c)所示变换器共有四个工作模态：
模态1、3[t0-t1，t2-t3]：功率开关管S1、S3、S5、S7导通，S2、S4、S6、S8关断，S2、S4、S6、S8的反并联二极管D2、D4、D6、D8截止，低压侧电源VL对电感L1、L2、L3、L4充电，电感电流iL1、iL2、iL3、iL4线性增大；电容C1、C2无充放电，电容电压vC1、vC2不变；电容CH1、CH2共同对高压侧负载RH供电，电容电压vCH1、vCH2线性减小。
模态2[t1-t2]：功率开关管S1、S4、S5、S8导通，S2、S3、S6、S7关断，S2、S3、S6、S7的反并联二极管D2、D3、D6、D7截止，低压侧电源VL对电感L1、L3充电，电感电流iL1、iL3线性增大；电感L2对电容C1放电、CH1充电，电感电流iL2线性减小，电容电压vC1线性减小，电容电压vCH1线性增大；电感L4对电容C2充电，电感电流iL4线性减小，电容电压vC2线性增大；电容CH1、CH2共同对高压侧负载RH供电，电容电压vCH2线性减小。
模态4[t3-t4]：功率开关管S2、S3、S6、S7导通，S1、S4、S5、S8关断，S1、S4、S5、S8的反并联二极管D1、D4、D5、D8截止，低压侧电源VL对电感L2、L4充电，电感电流iL2、iL4线性增大；电感L1对电容C1充电，电感电流iL1线性减小，电容电压vC1线性增大；电感L3对电容CH2充电、C2放电，电感电流iL3线性减小，电容电压vCH2线性增大，电容电压vC2线性减小；电容CH1、CH2共同对高压侧负载RH供电，电容电压vCH1线性减小。
在180°交错控制方式下，变换器工作在buck模式时，其电压转换比为：式中VH时高压侧直流电压，VL是低压侧直流电压，D是功率开关管S1、S3、S5、S7导通的占空比，且0.5<D<1，一个开关周期内(t0至t4为一个开关周期，分为四个时间段，分别为t0-t1、t1-t2、t2-t3、t3-t4)，如图5(a)-图5(c)所示变换器共有四个工作模态：
模态1，3[t0-t1，t2-t3]：功率开关管S1、S3、S5、S7导通，S2、S4、S6、S8关断，S2、S4、S6、S8的反并联二极管D2、D4、D6、D8截止，电感L1、L2、L3、L4对低压侧电容CL充电的同时向负载RL供电，电感电流iL1、iL2、iL3、iL4线性减小；电容C1、C2、CH1、CH2无充放电，电容电压vC1、vC2、vCH1、vCH2不变。
模态2[t1-t2]：功率开关管S1、S4、S5、S8导通，S2、S3、S6、S7关断，S2、S3、S6、S7的反并联二极管D2、D3、D6、D7截止，电感L1、L3对低压侧电容CL充电的同时向负载RL供电，电感电流iL1、iL3线性减小；电容CH1对电容C1和电感L2充电，电感电流iL2线性增大，电容电压vC1线性增大，电容电压vCH1线性减小；电容C2对L4充电，电感电流iL4线性增大，电容电压vC2线性减小；高压侧电源VH对电容CH1、CH2充电，电容电压vCH2线性增大。
模态4[t3-t4]：功率开关管S2、S3、S6、S7导通，S1、S4、S5、S8关断，S1、S4、S5、S8的反并联二极管D1、D4、D5、D8截止，电感L2、L4对低压侧电容CL充电的同时向负载RL供电，电感电流iL2、iL4线性减小；电容C1对电感L1充电，电感电流iL1线性增大，电容电压vC1线性减小；电容CH2对电容C2和电感L3充电，电感电流iL3线性增大，电容电压vC2线性增大，电容电压vCH2线性减小；高压侧电源VH对电容CH1、CH2充电，电容电压vCH1线性增大。
另外，本申请所述的基于耦合电感的高增益双向四相DC-DC变换器，高压侧滤波电容可以实现自动稳压，耦合电感的各相可以实现自动均流。进一步分析如下：当电路工作在稳态、功率开关管S1、S3、S5、S7占空比相同且等于D时，一个开关周期内，电感L1、L2、L3、L4充放电伏秒平衡，分别有：
VLDT＝(VC1-VL)(1-D)T
VLDT＝(VCH1-VC1-VL)(1-D)T
VLDT＝(VCH2-VC2-VL)(1-D)T
VLDT＝(VC2-VL)(1-D)T
可得：
因此，高压侧电容能够自动稳压。
一个开关周期内，电容C1、C2、CH1、CH2充放电安秒平衡，分别有：
IL1(1-D)T＝IL2(1-D)T
IL3(1-D)T＝IL4(1-D)T
(IL2-IH)(1-D)T＝IHDT
(IL3-IH)(1-D)T＝IHDT
可得：
IL1＝IL2＝IL3＝IL4
因此，电感电流能够自动均流。
本申请基于耦合电感的高增益双向四相DC-DC变换器的主电路，主要由一个四相耦合电感，八个功率开关管和五个电容组成。相比普通的双向四相DC-DC变换器，所提电路拓扑仅增加三个电容，电路元件少，结构简单，降低了变换器的成本，提高了变换器的整体效率，且变换器控制简单，易于实现。变换器采用各相开关时刻依次相差180°相位的交错控制方法，来实现对所提高增益四相DC-DC变换器中功率开关管的高频开关控制。相比普通的交错控制，所提拓扑采用的180°交错控制方式，可以最大程度增大占空比范围、减小输出侧的总电压纹波。与普通双向四相DC-DC变换器相比，本发明具有更高的电压转换比，更低的开关器件电压应力，且两个高压侧滤波电容可以实现自动均压，四相耦合电感的各相可以实现自动均流。
以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。