基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构及七电平逆变器的制作方法

本发明属于电力电子变换器技术领域，具体涉及一种基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构及七电平逆变器。

背景技术：

随着实际系统对电压和容量要求的提高，传统变换器已经不能满足实际需求。若两电平变换器用于高压大容量场合，会出现：变换器的电压和电流畸变严重，开关次数增加使得电压变换率过大，冲击电压则会导致开关管的损耗增加，系统效率降低。

多电平变换器具有易于实现高电压、大容量，开关管所承受电压低，输出电平数多，输出电压谐波小等优点。多电平逆变器拓扑结构主要包括二极管钳位型、飞跨电容型和级联型。二极管钳位型多电平逆变器的二极管数量随着电平数的增加而急剧增加；三电平以上直流母线中点电压难以平衡；受钳位二极管的分散性及杂散参数的影响，各钳位二极管所承受的电压不均匀。飞跨电容型多电平逆变器的电容数量随着电平数的增加而急剧增加。级联型多电平逆变器需要独立的直流电源，或者采用多绕组移相变压器，体积大成本高。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构及七电平逆变器。

为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：

本发明实施例提高一种基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构，其包括Boost升压主电路、全桥单相逆变主电路、辅助电路；所述Boost升压主电路包括电感L1、二极管D1、第一开关管S1，所述全桥单相逆变主电路包括第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12、第十三开关管S13，所述辅助电路包括第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8、第九开关管S9、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4，母线电压的正极依次经过电感L1、二极管D1、第五开关管S5、第七开关管S7、第八开关管S8、第十二开关管S12、第十三开关管S13接于母线电压的负极，所述第一电容C1并联在母线电压的正负极之间并且一端接于母线电压的正极和电感L1之间，所述串联的第二开关管S2、第二电容C2并联在母线电压的正负极之间并且一端接于二极管D1和第五开关管S5之间，所述串联的第三电容C3、第四开关管S4并联在母线电压的正负极之间并且一端接于第五开关管S5和第七开关管S7之间，所述串联的第四电容C4、第九开关管S9并联在母线电压的正负极之间并且一端接于第八开关管S8和第十二开关管S12之间，所述串联的第十开关管S10、第十一开关管S11并联在母线电压的正负极之间并且一端接于第八开关管S8和第十二开关管S12之间；所述第三开关管S3的两端分别接于第二开关管S2和第二电容C2之间、以及第三电容C3和第四开关管S4之间，所述第六开关管S6的一端接于第五开关管S5和第七开关管S7之间，另一端接于第四电容C4和第九开关管S9之间；电压输出端接于第十开关管S10和第十一开关管S11之间、以及第十二开关管S12和第十三开关管S13之间；所述二极管D1、第二开关管S2、第五开关管S5共接处还通过一路直接接于第八开关管S8、第四电容C4共接处。

上述方案中，所述基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构的第一种工作状态：所述第一开关管S1导通，母线电压Vin向电感L1储存能量；第十开关管S10与第十二开关管S12导通，输出电压Uab为0；所述第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4能量保持不变；

第二种工作状态：第一开关管S1关断，母线电压Vin与电感L1同时向全桥单相逆变主电路提供能量；所述第二开关管S2、第四开关管S4、第五开关管S5、第七开关管S7、第八开关管S8、第九开关管S9导通；所述第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4并联其两端电压均被充满至Vboost，此时母线电压等于Vboost；所述第十开关管S10与第十三开关管S13导通，输出电压为Vboost；

第三种工作状态：所述第三开关管S3、第五开关管S5、第七开关管S7、第八开关管S8、第十开关管S10导通；所述第二电容C2、第三电容C3串联同时第四电容C4断开，母线电压等于2*Vboost；所述第十开关管S10与第十三开关管S13导通，输出电压为2*Vboost；

第四种工作状态：所述第三开关管S3、第五开关管S5、第六开关管S6导通；所述第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4串联，母线电压等于3*Vboost；所述第十开关管S10与第十三开关管S13导通，输出电压为3*Vboost。

第五种工作状态：所述第一开关管S1导通，母线电压Vin向电感L1储存能量；所述第十一开关管S11与第十三开关管S13导通，输出电压Uab为0；所述第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4能量保持不变；

第六种工作状态：所述第一开关管S1关断，母线电压Vin与电感L1同时向全桥单相逆变主电路提供能量；所述第二开关管S2、第四开关管S4、第五开关管S5、第七开关管S7、第八开关管S8、第九开关管S9导通。所述第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4并联其两端电压均被充满至Vboost，此时母线电压等于Vboost。开关S11与S12导通，输出电压为-Vboost；

第七种工作状态：所述第三开关管S3、第五开关管S5、第七开关管S7、第八开关管S8、第十开关管S10导通。所述第二电容C2、第三电容C3串联同时第四电容C4断开，母线电压等于2*Vboost；所述第十一开关管S11与第十二开关管S12导通，输出电压为-2*Vboost；

第八种工作状态：所述第三开关管S3、第五开关管S5、第七开关管S7、第八开关管S8、第十开关管S10导通。所述第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4串联，母线电压等于3*Vboost；所述第十一开关管S11与第十二开关管S12导通，输出电压为-3*Vboost。

上述方案中，所述第一种工作状态和第五种工作状态表示输出为0时的状态、第二种工作状态和第六种工作状态表示输出为±1时的状态、第三种工作状态和第八种工作状态表示输出为±2时的状态、第四种工作状态和第七种工作状态表示输出为±3时的状态共同形成一个工频交流周期。

本发明实施例还提供一种七电平逆变器，包括直流电源，还包括：如上述方案中任一所述的基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构，所述直流电源的正电平和负电平分别与母线电压的正负极连接。

上述方案中，还包括：控制器，生成触发脉冲控制七电平逆变器拓扑结构中各开关管的通断，通过不同开关管导通与关断的组合，实现所述七电平逆变拓扑结构的不同工作状态。

上述方案中，包括多个所述七电平逆变拓扑结构，所述多个七电平逆变拓扑结构电路组合形成多相逆变器。

与现有技术相比，本发明的有益效果：

本发明通过控制开关管的开通有效调节母线，实现七电平逆变器。相比于传统的七电平逆变器本拓扑结构使用了较少的开关管，电压增益可达到30倍稳态增益，适合于低电压(光伏、超级电容等)输入的逆变器；减小了部分开关管的电压应力，降低了开关管的开关损耗，提高了系统可靠性。

附图说明

图1为本发明实施例提供一种基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构的示意图；

图2为本发明实施例提供一种基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构的控制原理图；

图3为本发明实施例提供一种基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构中全桥单相逆变主电路的输出波形图；

图4为本发明实施例提供一种基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构的第一种工作状态示意图；

图5为本发明实施例提供一种基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构的第二种工作状态示意图；

图6为本发明实施例提供一种基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构的第三种工作状态示意图；

图7为本发明实施例提供一种基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构的第四种工作状态示意图；

图8为本发明实施例提供一种基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构的第五种工作状态示意图；

图9为本发明实施例提供一种基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构的第六种工作状态示意图；

图10为本发明实施例提供一种基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构的第七种工作状态示意图；

图11为本发明实施例提供一种基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构的第八种工作状态示意图；

图12为主开关管的PWM生成逻辑图；

图13为逻辑电路各开关管PWM信号仿真波形；

图14为仿真结果。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明实施例提供一种基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构，如图1所示，其包括Boost升压主电路、全桥单相逆变主电路、辅助电路；所述Boost升压主电路包括电感L1、二极管D1、第一开关管S1，所述全桥单相逆变主电路包括第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12、第十三开关管S13，所述辅助电路包括第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8、第九开关管S9、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4，母线电压的正极依次经过电感L1、二极管D1、第五开关管S5、第七开关管S7、第八开关管S8、第十二开关管S12、第十三开关管S13接于母线电压的负极，所述第一电容C1并联在母线电压的正负极之间并且一端接于母线电压的正极和电感L1之间，所述串联的第二开关管S2、第二电容C2并联在母线电压的正负极之间并且一端接于二极管D1和第五开关管S5之间，所述串联的第三电容C3、第四开关管S4并联在母线电压的正负极之间并且一端接于第五开关管S5和第七开关管S7之间，所述串联的第四电容C4、第九开关管S9并联在母线电压的正负极之间并且一端接于第八开关管S8和第十二开关管S12之间，所述串联的第十开关管S10、第十一开关管S11并联在母线电压的正负极之间并且一端接于第八开关管S8和第十二开关管S12之间；所述第三开关管S3的两端分别接于第二开关管S2和第二电容C2之间、以及第三电容C3和第四开关管S4之间，所述第六开关管S6的一端接于第五开关管S5和第七开关管S7之间，另一端接于第四电容C4和第九开关管S9之间；电压输出端接于第十开关管S10和第十一开关管S11之间、以及第十二开关管S12和第十三开关管S13之间；所述二极管D1、第二开关管S2、第五开关管S5共接处还通过一路直接接于第八开关管S8、第四电容C4共接处。

当系统处于稳定状态时输出电压决定于系统的调制比Ma。输出电压Vab有七种运行状态：3Vboostt、2Vboost、Vboost、0、-3Vboostt、-2Vboost、-Vboost。电压Vboost为前端Boost电路的输出。其中V_boost＝V_in*1/(1-D)，D为Boost升压电路占空比；因此全桥逆变输出电压最大时为输入直流电压的3*(1-D)倍，1>D>0。

如图1所示逆变器输出电压可直接由Boost电路中开关管S1的占空比决定。在此假设逆变器SPWM调制比为Ma，则逆变器输出电压Vout-max可由公式1得出。

因此在Ma为常数时逆变器输出电压的最大值可直接通过调节Boost电路占空比完成。则系统控制方法如图2所示。

开关管的开关状态与输出电压之间的关系如表1，其中Boost升压电路可独立工作。

表1开关状态与输出电压关系表

如表1所示：本系统七电平逆变器由七种状态交替变换完成，H桥(即全桥单相逆变主电路)输出波形如图3所示。

如图3所示：当在正半周开关管工作状态为ABBA时H桥输出电压等级为+1，工作状态为BCCB时H桥输出电压等级为+2，工作状态为CDCD时，H桥输出电压等级为+3。当在负半周输出电压等级为-1、-2、-3时，开关管的工作状态分别为EFFE、FGGF和GHGH。其输出经过LC滤波电路可得完整的正弦交流电。

本发明的不同电平状态主要由开关管S2～S9及电容C2、C3与C4完成；通过变换开关管的开通状态改变电容的串并联结构，实现改变母线电压的功能。图4分别展示了七种状态时电路的工作原理。所述第一种工作状态和第五种工作状态表示输出为0时的状态、第二种工作状态和第六种工作状态表示输出为±1时的状态、第三种工作状态和第八种工作状态表示输出为±2时的状态、第四种工作状态和第七种工作状态表示输出为±3时的状态共同形成一个工频交流周期。

如图4所示，所述基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构的第一种工作状态：所述第一开关管S1导通，母线电压Vin向电感L1储存能量；第十开关管S10与第十二开关管S12导通，输出电压Uab为0；所述第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4能量保持不变；

如图5所示，第二种工作状态：第一开关管S1关断，母线电压Vin与电感L1同时向全桥单相逆变主电路提供能量；所述第二开关管S2、第四开关管S4、第五开关管S5、第七开关管S7、第八开关管S8、第九开关管S9导通；所述第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4并联其两端电压均被充满至Vboost，此时母线电压等于Vboost；所述第十开关管S10与第十三开关管S13导通，输出电压为Vboost；

如图6所示，第三种工作状态：所述第三开关管S3、第五开关管S5、第七开关管S7、第八开关管S8、第十开关管S10导通；所述第二电容C2、第三电容C3串联同时第四电容C4断开，母线电压等于2*Vboost；所述第十开关管S10与第十三开关管S13导通，输出电压为2*Vboost；

如图7所示，第四种工作状态：所述第三开关管S3、第五开关管S5、第六开关管S6导通；所述第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4串联，母线电压等于3*Vboost；所述第十开关管S10与第十三开关管S13导通，输出电压为3*Vboost。

如图8所示，第五种工作状态：所述第一开关管S1导通，母线电压Vin向电感L1储存能量；所述第十一开关管S11与第十三开关管S13导通，输出电压Uab为0；所述第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4能量保持不变；

如图9所示，第六种工作状态：所述第一开关管S1关断，母线电压Vin与电感L1同时向全桥单相逆变主电路提供能量；所述第二开关管S2、第四开关管S4、第五开关管S5、第七开关管S7、第八开关管S8、第九开关管S9导通。所述第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4并联其两端电压均被充满至Vboost，此时母线电压等于Vboost。开关S11与S12导通，输出电压为-Vboost；

如图10所示，第七种工作状态：所述第三开关管S3、第五开关管S5、第七开关管S7、第八开关管S8、第十开关管S10导通。所述第二电容C2、第三电容C3串联同时第四电容C4断开，母线电压等于2*Vboost；所述第十一开关管S11与第十二开关管S12导通，输出电压为-2*Vboost；

如图11所示，第八种工作状态：所述第三开关管S3、第五开关管S5、第七开关管S7、第八开关管S8、第十开关管S10导通。所述第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4串联，母线电压等于3*Vboost；所述第十一开关管S11与第十二开关管S12导通，输出电压为-3*Vboost。

为验证本系统的可行性，使用PSIM搭建主电路仿真模型对本发明进行验证，并根据以上工作状态分设计合理的逻辑分析时序，如图12所示为主开关管的PWM生成逻辑图。

高频载波信号为三角波，其频率直接控制开关管的斩波频率。高频斩波信号是与载波信号相同的方波，占空比为50％。通过以上逻辑电路各开关管PWM信号仿真波形如图13所示。

如图1所示主拓扑结构，其电路仿真参数如表2所示。

表2电路仿真参数

通过表2所示设计电路参数其仿真结果如图14。H桥输出电压由七个状态交替完成，负载电压经过LC滤波电路输出平滑。

用于倍压的电容C2、C3与C4端电压震荡较小。当为使减小电容端电压震荡可适当增加开关频率，于此同时增大开关频率以减小电容与电感值，可减小其尺寸进而增大系统的功率密度。开关管的电压应力如表3所示。

表3开关管电压应力

如表3所示为各开关管的电压应力。相比于传统的多电平逆变器该拓扑结构减小了部分开关管的电压应力，因此可有效减小其开关损耗，减小系统损耗增大了系统的稳定性。

本发明实施例还提供一种七电平逆变器，包括直流电源，还包括：如上述方案中所述的基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构，所述直流电源的正电平和负电平分别与母线电压的正负极连接。

所述七电平逆变器还包括：控制器，生成触发脉冲控制七电平逆变器拓扑结构中各开关管的通断，通过不同开关管导通与关断的组合，实现所述七电平逆变拓扑结构的不同工作状态。

进一步地，包括多个所述七电平逆变拓扑结构，所述多个七电平逆变拓扑结构电路组合形成多相逆变器。

以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。