一种防止电流倒灌的同步整流控制电路的制作方法

本发明属于开关电源领域，具体的说是涉及一种用于电机发电的整流电路的控制电路。

背景技术：

目前发电机整流器主要使用硅二极管作为整流元件，硅二极管正向压降大约为0.3～1V，大电流时通态功耗很大。随着汽车的大量普及，由硅二极管整流带来的功耗不容忽视。

同步整流技术(Synchronous Rectification，SR)采用低电压的功率金属-氧化物半导体场效应晶体管(Power MOSFET)作为整流器件，利用其沟道通态电阻，可以很好的降低整流器模块的整体功耗。而采用同步整流技术的主要难度在于其整流管的栅极控制，如果流过整流管的电流极性突然发生变化，此时存在输入/输出端口到电池或地平面的电流通路，构成倒灌，可造成对整流器和控制电路的损坏。

整流管的驱动主要采用脉冲宽度调制PWM方式，其实现较为复杂，需要建立空间矢量数学模型，进行复杂的变换求解，因此在电路组成上需要大量的逻辑处理，增加了技术难度和成本；而汽车发电机受汽车转速影响，更增加了控制算法的难度，应用成本太高，不利于同步整流技术的普及。

技术实现要素：

本发明的目的，就是针对目前同步整流技术中存在的技术难度大、成本高、功耗大的问题，提出一种控制电路，用于控制电机发电的整流电路，结构简单，电路功耗低，能够提高电机的整体效率，且能够防止电流倒灌，使得整流电路更加安全可靠。

本发明的技术方案为：

一种防止电流倒灌的同步整流控制电路，用于控制同步整流系统中的整流管，包括电压检测模块、逻辑控制模块和驱动模块，

所述电压检测模块用于检测所述整流管的漏源电压并产生第一检测信号、第二检测信号、第三检测信号和第四检测信号；

所述电压检测模块包括第四NDMOS管M4、第四比较器Comp4和第四电压源，第四比较器Comp4的同相输入端连接第四NDMOS管M4的源极，其反相输入端连接第四电压源的正向端，其输出端输出所述第四检测信号；第四NDMOS管M4的栅极连接电源电压，其漏极连接所述整流管的漏极；第四电压源的负向端连接所述整流管的源极；

所述逻辑控制模块包括第一D触发器D1、第二D触发器D2、第三D触发器D3、第四D触发器D4、第五D触发器D5、第一计数器Counter1、第二计数器Counter2、第一反相器G1、第二反相器G2、第三反相器G5、第四反相器G7、第五反相器G9、第六反相器G13、第七反相器G14、第一或非门G3、第二或非门G4、第三或非门G6、第四或非门G8、第五或非门G11、第一与非门G10、第二与非门G12、第一与门G15、第一单稳态触发器和第二单稳态触发器，

第二反相器G2的输入端连接所述第一检测信号，其输出端连接第一或非门G3的第一输入端；

第一反相器G1的输入端连接使能信号ENA，其输出端连接第一或非门G3的第二输入端；

第一D触发器D1的时钟端连接第二D触发器D2的时钟端、第二或非门G4的第一输入端和第一或非门G3的输出端，其复位端连接第七反相器G14的输出端，其Q输出端连接第二或非门G4的第二输入端，其Q非输出端连接第三或非门G6的第一输入端；

第二D触发器D2的复位端连接所述使能信号ENA，其Q非输出端连接第三或非门G6的第二输入端和第二或非门G4的第三输入端；第二或非门G4的输出端连接第三反相器G5的输入端、第三D触发器D3、第四D触发器D4和第五D触发器D5的复位端；

第一计数器Counter1的使能端连接第三或非门G6的输出端，其时钟端连接时钟信号，其最大位输出连接第七反相器G14的输入端；

第二计数器Counter2的使能端连接第五或非门G11的输出端，其时钟端连接所述时钟信号，其最大位输出连接第五反相器G9的输入端；

第四反相器G7的输入端连接所述第二检测信号，其输出端连接第四或非门G8的第一输入端；

第四或非门G8的第二输入端连接第五反相器G9的输出端，其输出端连接第三D触发器D3的时钟端；

第一单稳态触发器的输入端连接所述第三检测信号，其输出端连接第四D触发器D4的时钟端；

第一与非门G10的第一输入端连接第三D触发器D3的Q非输出端，其第二输入端连接第四D触发器D4的Q输出端；

第五或非门G11的第一输入端连接第三反相器G5的输出端，其第二输入端连接第一与非门G10的输出端，其输出端连接第二与非门G12的第一输入端和第一与门G15的第一输入端；

第二与非门G12的第二输入端连接第五D触发器D5的Q非输出端，其输出端连接第六反相器G13的输入端；

第一与门G15的第二输入端连接第五反相器G9的输出端，其输出端连接所述电压检测模块中第四比较器Comp4的复位端；

第二单稳态触发器的输入端连接所述第四检测信号，其输出端连接第五D触发器D5的时钟端；

第一D触发器D1、第二D触发器D2、第三D触发器D3、第四D触发器D4和第五D触发器D5的数据输入端连接电源电压；

所述驱动模块的输入端连接第六反相器G13的输出端，其输出端连接所述整流管的栅极。

具体的，所述电压检测模块还包括第一比较器Comp1、第二比较器Comp2、第三比较器Comp3、第一电压源、第二电压源、第三电压源、第一NDMOS管M1、第二NDMOS管M2和第三NDMOS管M3，

第一NDMOS管M1、第二NDMOS管M2和第三NDMOS管M3的漏极均连接所述整流管的漏极，其栅极均连接电源电压；

第一比较器Comp1的同相输入端连接第一NDMOS管M1的源极，其反相输入端连接第一电压源的正向端，其输出端输出所述第一检测信号；

第二比较器Comp2的同相输入端连接第二NDMOS管M2的源极，其反相输入端连接第二电压源的正向端，其输出端输出所述第二检测信号；

第三比较器Comp3的同相输入端连接第三NDMOS管M3的源极，其反相输入端连接第三电压源的正向端，其输出端输出所述第三检测信号；

第一比较器Comp1、第二比较器Comp2和第三比较器Comp3的复位端连接所述电压检测模块中第二或非门G4的输出端；

第一电压源、第二电压源和第三电压源的负向端连接所述整流管的源极。

具体的，所述时钟信号由振荡器OSC产生，所述振荡器OSC产生震荡频率为320Khz的方波信号作为所述时钟信号。

具体的，所述第一单稳态触发器和第二单稳态触发器具有相同的结构，

所述第一单稳态触发器包括第八反相器G16、第九反相器G17、第十反相器G18和第六或非门G19，

第八反相器G16的输入端连接第六或非门G19的第一输入端并作为所述第一单稳态触发器的输入端；

第九反相器G17的输入端连接第八反相器G16的输出端，其输出端连接第十反相器G18的输入端；

第六或非门G19的第二输入端连接第十反相器G18的输出端，其输出端作为所述第一单稳态触发器的输出端。

具体的，所述第一计数器Comp1和第二计数器Comp2由D触发器级联组成。

具体的，所述驱动模块包括偶数个级联的反相器。

本发明的有益效果为：本发明提出的控制电路，用于控制电机发电的整流电路，结构简单，可以大幅度降低整流电路的功耗，降低了整流桥的温度，提升了系统可靠性；具有较低的导通损耗，能够提高发电机整体效率，起到节约能源，清洁环保的作用；同时通过防电流倒灌电路使得整流电路更加安全可靠。

附图说明

图1是本发明提出的一种防止电流倒灌的同步整流控制电路的结构示意图。

图2是实施例中给出的第一单稳态触发器的内部结构示意图。

图3是本发明提出的一种防止电流倒灌的同步整流控制电路的工作流程图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，详细描述本发明的技术方案。

本发明提出的一种防止电流倒灌的同步整流控制电路，用于控制同步整流系统中的整流管，下面以采用功率MOSFET作为整流管为例详细说明本发明的工作原理。

如图1所示，本发明提出的控制电路，包括电压检测模块、逻辑控制模块和驱动模块，通过检测功率MOSFET的漏源压差来产生控制信号控制功率MOSFET的开启和关断，其中电压检测模块用于检测外置功率MOSFET漏极和源极之间的电压差，判断功率MOSFET寄生二极管状态，逻辑控制模块产生功率MOSFET最小导通时间和消隐时间，同时在最小导通时间内检测功率MOSFET电流极性，避免在最小导通时间内发生电流倒灌现象，还避免了小电流情况下功率MOSFET驱动波形震荡，驱动模块用于提供功率MOSFET的栅极驱动。

电压检测模块用于检测整流管的漏源电压并产生第一检测信号、第二检测信号、第三检测信号和第四检测信号；图1中给出了电压检测电路的一种实现电路结构，包括第一比较器Comp1、第二比较器Comp2、第三比较器Comp3、第四比较器Comp4、第一电压源、第二电压源、第三电压源、第四电压源、第一NDMOS管M1、第二NDMOS管M2、第三NDMOS管M3和第四NDMOS管M4，第一NDMOS管M1、第二NDMOS管M2、第三NDMOS管M3和第四NDMOS管M4的漏极均连接整流管的漏极，其栅极均连接电源电压；第一比较器Comp1的同相输入端连接第一NDMOS管M1的源极，其反相输入端连接第一电压源的正向端，其输出端输出第一检测信号；第二比较器Comp2的同相输入端连接第二NDMOS管M2的源极，其反相输入端连接第二电压源的正向端，其输出端输出第二检测信号；第三比较器Comp3的同相输入端连接第三NDMOS管M3的源极，其反相输入端连接第三电压源的正向端，其输出端输出第三检测信号；第四比较器Comp4的同相输入端连接第四NDMOS管M4的源极，其反相输入端连接第四电压源的正向端，其输出端输出第四检测信号；第一比较器Comp1、第二比较器Comp2和第三比较器Comp3的复位端连接电压检测模块中第二或非门G4的输出端；第四比较器Comp4的复位端连接电压检测模块中第一与门G15的输出端；第一电压源、第二电压源、第三电压源和第四电压源的负向端连接整流管的源极。

其中第一比较器Comp1、第二比较器Comp2、第三比较器Comp3和第四比较器Comp4为电压比较器，第一比较器Comp1的比较电压为复位阈值电压VTH3，第二比较器Comp2的比较电压是关断阈值电压VTH2，第三比较器Comp3的比较电压是开启阈值电压VTH1，第四比较器Comp4的比较电压是倒灌阈值电压VTH4。开启阈值电压VTH1、关断阈值电压VTH2、复位阈值电压VTH3和倒灌阈值电压VTH4可以通过调节电压源的大小来进行设定。

如图1所示，逻辑控制模块包括第一D触发器D1、第二D触发器D2、第三D触发器D3、第四D触发器D4、第五D触发器D5、第一计数器Counter1、第二计数器Counter2、第一反相器G1、第二反相器G2、第三反相器G5、第四反相器G7、第五反相器G9、第六反相器G13、第七反相器G14、第一或非门G3、第二或非门G4、第三或非门G6、第四或非门G8、第五或非门G11、第一与非门G10、第二与非门G12、第一与门G15、第一单稳态触发器和第二单稳态触发器，第二反相器G2的输入端连接第一检测信号，其输出端连接第一或非门G3的第一输入端；第一反相器G1的输入端连接使能信号ENA，其输出端连接第一或非门G3的第二输入端；第一D触发器D1的时钟端连接第二D触发器D2的时钟端、第二或非门G4的第一输入端和第一或非门G3的输出端，其复位端连接第七反相器G14的输出端，其Q输出端连接第二或非门G4的第二输入端，其Q非输出端连接第三或非门G6的第一输入端；第二D触发器D2的复位端连接使能信号ENA，其Q非输出端连接第三或非门G6的第二输入端和第二或非门G4的第三输入端；第二或非门G4的输出端连接第三反相器G5的输入端、第三D触发器D3、第四D触发器D4和第五D触发器D5的复位端；第一计数器Counter1的使能端连接第三或非门G6的输出端，其时钟端连接时钟信号，其最大位输出连接第七反相器G14的输入端；第二计数器Counter2的使能端连接第五或非门G11的输出端，其时钟端连接时钟信号，其最大位输出连接第五反相器G9的输入端；第四反相器G7的输入端连接第二检测信号，其输出端连接第四或非门G8的第一输入端；第四或非门G8的第二输入端连接第五反相器G9的输出端，其输出端连接第三D触发器D3的时钟端；第一单稳态触发器的输入端连接第三检测信号，其输出端连接第四D触发器D4的时钟端；第一与非门G10的第一输入端连接第三D触发器D3的Q非输出端，其第二输入端连接第四D触发器D4的Q输出端；第五或非门G11的第一输入端连接第三反相器G5的输出端，其第二输入端连接第一与非门G10的输出端，其输出端连接第二与非门G12的第一输入端和第一与门G15的第一输入端；第二与非门G12的第二输入端连接第五D触发器D5的Q非输出端，其输出端连接第六反相器G13的输入端；第一与门G15的第二输入端连接第五反相器G9的输出端，其输出端连接电压检测模块中第四比较器Comp4的复位端；第二单稳态触发器的输入端连接第四检测信号，其输出端连接第五D触发器D5的时钟端；第一D触发器D1、第二D触发器D2、第三D触发器D3、第四D触发器D4和第五D触发器D5的数据输入端连接电源电压；第六反相器G13的输出端连接驱动模块的输入端。

驱动模块包括输出级功率驱动B0，其中输出级功率驱动B0的输入端作为驱动模块的输入端连接第六反相器G13的输出端，其输出端作为驱动模块的输出端连接整流管的栅极，输出级功率驱动B0可以由偶数个级联的反相器组成。

一些实施例中，时钟信号可以由振荡器OSC产生，如利用振荡器OSC产生震荡频率为320Khz的方波信号作为时钟信号。

第一计数器Comp1和第二计数器Comp2的位数可以根据设计需要调整，计数时间也可以任意设置，第一计数器Comp1和第二计数器Comp2可以由D触发器级联构成。

第一单稳态触发器和第二单稳态触发器可以具有相同的结构，如图2所示给出了第一单稳态触发器的一种电路实现形式，包括第八反相器G16、第九反相器G17、第十反相器G18和第六或非门G19，第八反相器G16的输入端连接第六或非门G19的第一输入端并作为第一单稳态触发器的输入端；第九反相器G17的输入端连接第八反相器G16的输出端，其输出端连接第十反相器G18的输入端；第六或非门G19的第二输入端连接第十反相器G18的输出端，其输出端作为第一单稳态触发器的输出端。

第一比较器Comp1、第一D触发器D1、第二D触发器D2、第一计数器Counter1、第二反相器G2、第三反相器G5、第七反相器G14、第二或非门G4和第三或非门G6构成复位逻辑电路，当检测到的功率MOSFET漏源压差大于复位阈值电压VTH3时，第一计数器Counter1开始计数，在这段时间内芯片所有逻辑和比较器复位。

第二电压比较器Comp2、第四反相器G7、第五反相器G9、第三或非门G8、第三D触发器D3和第二计数器Counter2构成最小导通时间电路，当检测到的功率MOSFET漏源压差小于开启阈值电压VTH1时，功率MOSFET导通，第二计数器Counter2开始计数，当第二计数器Counter2的最高位输出MSB变高时第二比较器Comp2才开始检测功率MOSFET是否达到关断阈值电压VTH2。

第三比较器Comp3、第一单稳态触发器、第四D触发器D4、第一与非门G10和第五或非门G11构成判断开启功率MOSFET电路，当检测到的功率MOSFET满足开启条件，即检测到的功率MOSFET漏源压差小于开启阈值电压VTH1时，第一单稳态触发器产生一个宽度较窄的高脉冲，第四D触发器D4翻转，通过输出级功率驱动B0开启功率MOSFET。

第四比较器Comp4、第二单稳态触发器、第五D触发器D5和第一与门G15构成防电流倒灌电路，功率MOSFET一导通，第二计数器Counter2开始计数，功率MOSFET强制导通第二计数器Counter2计数时间，第四比较器Comp4在这段时间内检测流过公开MOSFET电流极性。

如图3为本发明的工作流程图，将本发明提供的一种同步整流控制电路集成到芯片中，当使能信号EN为高(即使能管脚使能)后控制电路开始工作(即进入准备模式)，同时检测芯片供电电压(即电源电压VDD)和环境温度是否正常；当供电电压和环境温度满足条件之后第一比较器Comp1等待复位信号(即功率MOSFET漏源压差大于复位阈值电压VTH3)，当检测到的功率MOSFET漏源压差大于复位阈值电压VTH3，芯片所有逻辑复位，并触发第一计数器Counter1计数，所有逻辑在这段时间内不工作；经历第一计数器Counter1计数时间后第一比较器Comp1和逻辑电路检测功率MOSFET漏源压差是否在关断阈值电压VTH2和复位阈值电压VTH3之间，若满足条件则逻辑退出复位，开始检测功率MOSFET漏源压差是否满足导通条件(即功率MOSFET漏源压差小于开启阈值电压VTH1)；当第三比较器Comp3检测到功率MOSFET漏源压差小于开启阈值电压VTH1时，功率MOSFET导通，第二Counter2开始计数，功率MOSFET强制导通，屏蔽第二比较器Comp2对功率MOSFET漏源压差的检测，第四比较器Comp4开始检测流过功率MOSFET电流极性，利用第四比较器Comp4检测功率MOSFET漏源压差是否达到倒灌阈值电压VTH4，未达到倒灌阈值电压VTH4即表示此时电流未发生倒灌现象，那么第二计数器Counter2计满后第二比较器Comp2开始检测功率MOSFET漏源压差是否大于关断阈值电压VTH2，若功率MOSFET漏源压差满足条件则关闭功率MOSFET；第四比较器Comp4检测功率MOSFET漏源压差达到倒灌阈值电压VTH4即表示此时电流发生倒灌现象，那么马上关断功率MOSFET；然后开始等待复位信号Reset，当下一个复位信号Reset来的时候又进入上述流程。

综上所述，本发明提出了一种用于控制电机发电的整流电路的控制电路，通过检测功率MOSFET漏源压差来检测功率MOSFET的体二极管是否导通，从而控制功率MOSFET导通和关断，当体二极管导通时驱动输出高，功率MOSFET导通，功率MOSFET的沟道流过大电流，当体二极管反偏时驱动输出低，功率MOSFET耐压，利用本发明提供的控制电路可以大幅降低同步整流系统的功耗，降低了整流桥的温度，提升了系统可靠性。

本发明中整流功率MOSFET管工作在反向电阻区，在整流过程中主要是功率MOSFET的沟道电阻流过大电流，实现较低的导通损耗，提高了发电机整体效率，起到节约能源、清洁环保的作用；同时在功率MOSFET导通时，加入了防电流倒灌电路，使得整流电路更加安全可靠。

可以理解的是，本发明不限于上文示出的精确配置和组件。在不脱离权利要求书的保护范围基础上，可以对上文方法和结构的步骤顺序、细节及操作做出各种修改、改变和优化。