功率转换器的控制装置的制作方法

本发明涉及功率转换器的控制装置，该功率转换器的控制装置内置于在发动机启动及转矩辅助时作为电动机进行动作、并且在发动机启动之后作为发电机进行动作的发电电动机内。

背景技术：

内置于发电电动机的功率转换器的控制装置连接在旋转电机与电池及车辆电负载之间。并且，功率转换器的控制装置对从旋转电机输出的交流电进行整流从而转换成直流电，并将转换后的直流电提供给电池及车辆电负载。

近年来，对增大发电时的输出电流及驱动时的输出转矩提出了更高要求。作为能应对像这样的要求的技术，提出了在民用车辆中在以往被使用的所谓的伦德尔型的转子中、在爪状磁极片间设置有永磁体的旋转电机(例如，参照专利文献1)。

在将发电电动机与电池之间相连接的电缆在发电过程中发生脱离等存在急剧的负载变动的情况下，存在发电功率变得暂时过大而导致发电电动机的输入输出端子部产生相当于高电压的负载突降浪涌(loaddumpsurge)的情况。为了抑制像这样的负载突降浪涌，提出了使桥式电路的负极侧桥臂或正极侧桥臂的开关元件全部导通从而使电枢绕组短路的方法(例如，参照专利文献2)。

另外，在使用带磁体的励磁绕组型转子的情况下，使设置于转子的永磁体通过利用短路时所产生的反电动势来进行磁化后的定子的附近，从而使永磁体内产生涡流。作为其结果，永磁体有可能产生发热、消磁。因此，作为其对策，提出了在过电压产生时根据转速使第一电枢绕组和第二电枢绕组同时或多级地多相短路、从而降低发热的方法(例如，参照专利文献3)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第2548882号公报

专利文献2：日本专利第3840880号公报

专利文献3：日本专利第6180601号公报

技术实现要素：

发明所要解决的技术问题

然而，在现有技术中存在如下问题。

从专利文献1到专利文献3所记载的现有方法中，在车辆搭载的电池电压变成异常状态之前，无法对负载突降浪涌以外的过电压现象进行检测。例如，对于在带磁体的励磁绕组型转子为非励磁状态、且为高速旋转的情况下所产生的发电电流，考虑使用无法进行弱励磁控制的简单结构的电枢功率转换器的情况。

作为该一个示例，可列举出利用矩形波进行通电控制的电枢功率转换器等。像这样的现有的电枢功率转换器不能抵消由电枢产生的感应电压。因此，现有的电枢功率转换器流过发电电流，其结果是，直到电池达到过电压为止都无法进行处理。

并且，专利文献1～3都未打算采取从过电压状态恢复的措施。因此，专利文献1～3若继续保持多相短路状态不变则会导致开关元件及电枢绕组发热。其结果是，可能会导致其后的发电、驱动时的效率下降。

本发明是为了解决上述问题而完成的，提供了一种在带磁体的励磁绕组型转子为非励磁状态且高速旋转的情况下能防止车辆搭载的电池达到过电压的情况、并能对其后的发热所导致的驱动、发电效率的下降进行抑制的功率转换器的控制装置。

解决技术问题所采用的技术方案

本发明所涉及的功率转换器的控制装置是一种包括控制器的功率转换器的控制装置，该控制器用于控制对将从旋转电机所输出的交流电转换成直流电来向电池进行供电的功率转换器进行控制，所述旋转电机构成为包含具有第一电枢绕组及第二电枢绕组的电枢、以及带磁体的励磁绕组型的转子，控制器在转子为非励磁状态时，比较旋转电机的发电电流值、与为了检测旋转电机为高速旋转的状态而预先设定的电流阈值，在发电电流值为所述发电阈值以上的情况下，使第一电枢绕组及第二电枢绕组两者多相短路，在发电电流值小于电流阈值、且大于0的情况下，使第一电枢绕组和第二电枢绕组中的任一方多相短路，在没有流过所述发电电流值的情况下，使第一电枢绕组及第二电枢绕组从多相短路状态恢复至通常状态。

另外，本发明所涉及的功率转换器的控制装置是一种包括控制器的功率转换器的控制装置，该控制器用于对将从旋转电机所输出的交流电转换成直流电来向电池进行供电的功率转换器进行控制，所述旋转电机构成为包含具有第一电枢绕组及第二电枢绕组的电枢、以及带磁体的励磁绕组型的转子，控制器在转子为非励磁状态下，获取第一电枢绕组的三相电压、及第二电枢绕组的三相电压的检测结果，在设定为三相电压的电气角1个周期以上的时间的时间范围内，计算第一电枢绕组的三相电压和第二电枢绕组的三相电压中的任一方的电枢绕组的三相电压的最大值，在最大值为预先设定的短路判定值以上的情况下，使一个电枢绕组多相短路，在使一个电枢绕组处于多相短路的状态下，计算另一个电枢绕组的三相电压的最大值，在最大值为预先设定的短路判定值以上的情况下，还使另一个电枢绕组多相短路，在一个电枢绕组处于多相短路的状态下，通过设一个电枢绕组的任一相的负极侧桥臂为截止状态来判定相电压的峰值，在峰值变成小于短路判定值的情况下，使一个电枢绕组从多相短路状态恢复至通常状态，在另一个电枢绕组处于多相短路的状态下，通过设另一个电枢绕组的任一相的负极侧桥臂为截止状态来判定相电压的峰值，在峰值变成小于短路判定值的情况下，使另一个电枢绕组从多相短路状态恢复至通常状态。

发明效果

根据本发明，包括如下结构：通过根据发电电流检测结果迅速地采取进行多相短路的措施来防止电池的过电压，当无需采取该措施时恢复至通常状态。其结果是，在带磁体的励磁绕组型转子为非励磁状态且为高速旋转的情况下能防止车辆搭载的电池达到过电压的情况，并还能将之后的发电及驱动动作的效率下降限制为最小限度。

附图说明

图1是表示搭载有本发明的实施方式1所涉及的发电电动机的车辆系统、以及发电电动机的结构的说明图。

图2是内置于本发明的实施方式1中的旋转电机内的转子的外形图。

图3是表示本发明的实施方式1中的发电电动机的内部结构的图。

图4是表示本发明的实施方式1中的控制装置的内部结构的图。

图5是表示在本发明的实施方式1中由发电电流推测部所进行的推测处理中所使用的发电电流推测值映射的图。

图6是表示本发明的实施方式1中的多相短路控制的一系列的控制方法的说明图。

图7是表示本发明的实施方式2中的控制装置的内部结构的图。

图8是表示本发明的实施方式2所涉及的发电状态判定部的相电压峰值检测的一个示例的图。

图9是表示由本发明的实施方式2所涉及的发电状态判定部所执行的一系列处理的流程图。

具体实施方式

以下，使用附图对本发明的功率转换器的控制装置的优选实施方式进行说明。

实施方式1﹒

图1是表示搭载了本发明的实施方式1所涉及的发电电动机的车辆系统、以及发电电动机的结构的说明图。图1中，发电电动机1例如经由传送带等动力传递单元4与内燃机3相连接。并且，发电电动机1包括作为高电位侧输入输出端子的b端子、以及作为低电位侧输入输出端子的e端子。b端子与电池2的+侧端子相连接，e端子与电池2的－侧端子相连接。

发电电动机1由功率转换器11和旋转电机12构成。功率转换器11构成为包括：励磁功率转换部112；电枢功率转换部113；相当于进行这些功率转换部的控制的控制器的控制装置111；用于检测励磁电流的励磁电流传感器114；用于检测b端子的电压的b端子电压传感器115；以及用于检测流过b端子的电流的b端子电流检测传感器。

旋转电机12构成为包括使励磁电流通电而产生励磁磁通的励磁绕组121、两组电枢绕组122、123、以及位置传感器124。此外，作为位置传感器124，通常使用霍尔传感器、旋转传感器等。

接着，对内置于旋转电机12的转子的外形进行说明。图2是内置于本发明的实施方式1中的旋转电机12内的转子的外形图。

图2所示的转子构成为包括外周设置有多个正极侧爪状磁极片201和负极侧爪状磁极片202的转子铁心、以及永磁体203。转子铁心上卷绕有励磁绕组121。将永磁体203向降低相邻的正极侧爪状磁极片201与负极侧爪状磁极片202之间的漏磁通的方向进行磁化。旋转电机12在励磁绕组121产生励磁磁通的状态下，通过使转子旋转而在电枢绕组中产生感应电压，从而产生电力。

励磁功率转换部112根据来自控制装置111的开关元件的导通/截止指令进行动作。控制装置111通过执行pwm控制来控制励磁功率转换部112的开关元件，并使励磁电流对励磁绕组121进行通电。通常将mosfet的半桥电路用于励磁功率转换部112。

电枢功率转换部113根据来自控制装置111的栅极信号进行动作。电枢功率转换部113对流过电枢绕组122及电枢绕组123的电枢电流进行整流从而产生电力。将所产生的电力提供给电池及其它车辆电负载。

图3是表示本发明的实施方式1中的发电电动机1的内部结构的图。电枢功率转换部113根据电枢绕组的结构，包括总共两个电路：由u相、v相及w相的三相所对应的支路301～303构成的三相桥式电路；以及由x相、y相及z相的三相所对应的支路304～306构成的三相桥式电路。

并且，电枢功率转换部113包括uh301a、vh302a、wh303a以作为电枢绕组122的正极侧桥臂的mosfet，并包括ul301b、vl302b、wl303b以作为电枢绕组122的负极侧桥臂的mosfet。同样地，电枢功率转换部113包括xh304a、yh305a、zh306a以作为电枢绕组123的正极侧桥臂的mosfet，并包括xl304b、yl305b、zl306b以作为电枢绕组123的负极侧桥臂的mosfet。

这些mosfet根据来自控制装置111的栅极信号分别进行导通/截止。此外，由于该电路结构及发电方法本身为公知技术，因此省略更详细的说明。

接着，参照图4～图6，对本实施方式1中的发电电流检测时的动作进行详细地说明。图4是表示本发明的实施方式1中的控制装置111的内部结构的图。

图4所示的控制装置111构成为包括b端子电压检测部401、转速检测部402、励磁电流检测部403、发电电流推测部404、发电电流阈值判定部405、负极侧桥臂短路控制部406及栅极驱动器407。

b端子电压检测部401检测b端子电压vb。转速检测部402检测转速n。励磁电流检测部403检测励磁电流if。当励磁绕组121为非励磁状态、且转子为高速旋转时，发电电流推测部404基于b端子电压vb、转速n、励磁电流if来推测发电电流值igen。

图5是表示在本发明的实施方式1中由发电电流推测部404所进行的推测处理中所使用的发电电流推测值映射的图。在图5所示的示例中，表示了关于多个b端子电压vb＝v1、v2、v3、……，分别将发电电流指定值相对于转速的关系进行映射化的情况。在具有像这样的映射的情况下，发电电流推测部404能基于b端子电压vb及转速n、参照映射来求出发电电流推测值。

接着，发电电流推测值阈值判定部405判别发电电流值igen为预先设定的阈值ith以上还是小于ith、并在发电电流值igen小于ith的情况下，判别电流是否流过(igen＝0)。在发电电流推测值阈值判定部405中，在判别为ith≤igen的情况下，负极侧桥臂短路控制部406将使电枢绕组122和电枢绕组123两者的负极侧桥臂的mosfet即ul301b、vl302b、wl303b、xl304b、yl305b、zl306b全部导通的指令输入至栅极驱动器407。

并且，在发电电流推测值阈值判定部405中，在判别为0＜igen＜ith的情况下，负极侧桥臂短路控制部406将仅使电枢绕组122的负极侧桥臂的mosfet即ul301b、vl302b、wl303b、和电枢绕组123的负极侧桥臂的mosfet即xl304b、yl305b、zl306b的某一个导通的指令输入至栅极驱动器407。

图6是表示本发明的实施方式1中的多相短路控制的一系列的控制方法的说明图。图6(a)表示转速n的时间变化，图6(b)表示发电电流推测值的时间变化，图6(c)表示电枢绕组122及电枢绕组123的负极侧桥臂的mosfet的导通(短路)状态和截止(解除)状态。该图6中，在0＜igen＜ith的情况下，举例示出了使电枢绕组122的负极侧桥臂的msfet短路的情况。

并且，在发电电流推测值阈值判定部405中，在判别为igen＝0(未发电)的情况下，负极侧桥臂短路控制部406将使电枢绕组122和电枢绕组123两者的负极侧桥臂的mosfet即ul301b、vl302b、wl303b、xl304b、yl305b、zl306b全部截止的指令输入至栅极驱动器407。

栅极驱动器407通过将从负极侧桥臂短路控制部406接收到的指令进行放大来设为栅极信号并输出栅极信号，从而对成为对象的mosfet408进行导通和截止驱动。

此外，在电枢绕组122及电枢绕组123处于多相短路的情况下，实际的发电电流下降。然而，发电电流推测部404参照基于通常发电时的输出值所生成的映射，求出发电电流推测值。因此，并没有因多相短路时的发电电流下降而使得负极侧桥臂的mosfet无意地变成截止从而导致多相短路被解除的情况。此处，作为多相短路时发电电流下降的一个示例，举出了在使一个电枢绕组多相短路的同时使发电电流变为0的情况。

如上所述，根据实施方式1，具备如下结构：即使励磁绕组为非励磁状态，也能在因高速旋转而流过发电电流的情况下，在电池达到过电压状态之前进行多相短路。因此，能防止电池达到过电压的情况于未然。

此外，当使负极侧桥臂的mosfet处于多相短路时，根据转子产生的磁通，电枢绕组与负极侧桥臂的mosfet中产生回流电流，因此该部位会发热。针对像这样的问题，根据本实施方式1，具备如下结构：根据所推测的发电量，多级地进行多相短路，进行当未发电时恢复至通常状态(mosfet全部截止)的控制。其结果是，能力图提高因发热降低而得到的驱动和发电时的效率。

实施方式2﹒

在本实施方式2中，使用图7对发电电流的检测方法、及检测时的控制方法与之前的实施方式1相比不同的具体例进行说明。

图7是表示本发明的实施方式2中的控制装置111的内部结构的图。图7所示的控制装置111构成为包括b端子电压检测部401、负极侧桥臂短路控制部406、栅极驱动器407、相电压检测部701及发电状态判定部702。

相电压检测部701对两个三相桥式电路的u相、v相、w相、x相、y相及z相的各支路301～306的中点与gnd之间的相电压进行检测。此处，中点是指正极侧桥臂与负极侧桥臂之间。

发电状态判定部702获取由b端子电压检测部401检测出的b端子电压vb以及由相电压检测部701检测出的各相电压。接着，使用图8对发电状态判定部702的具体的处理进行说明。图8是表示本发明的实施方式2所涉及的发电状态判定部702的相电压峰值检测的一个示例的图。

如图8所示，发电状态判定部702以一定周期将预先设定的时间tget_peak内的电枢绕组122侧的各相电压的峰值vp_u、vp_v、vp_w中的最大值计算为vp1_max。同样地，发电状态判定部702在相当于一个周期的时间tget_peak内的电枢绕组123侧的各相电压的峰值vp_x、vp_y、vp_z中的最大值计算设为vp2_max。

并且，发电状态判定部702基于所计算出的最大值vp1_max及最大值vp2_max，产生多相短路的模式。此时，tget_peak最低也必须预先设定为相电压的电气角1个周期以上的时间。

接着，对本实施方式2所涉及的发电状态判定部702的判定和动作流程详细地进行说明。图9是表示由本发明的实施方式2所涉及的发电状态判定部702所执行的一系列处理的流程图。图9所示的流程大致分为多相短路判定处理流程、多相短路处理流程及恢复处理流程。

首先，在多相短路判定处理流程的步骤s911及步骤s912中，发电状态判定部702确认电枢绕组122及电枢绕组123是否处于多相短路。在电枢绕组123处于多相短路的情况下，发电状态判定部702执行恢复处理流程内的步骤s931之后的处理。

另外，在电枢绕组123未处于多相短路、但电枢绕组122处于多相短路的情况下，发电状态判定部702执行多相短路处理流程内的步骤s921之后的处理。另外，在电枢绕组123未处于多相短路、且电枢绕组122未处于多相短路的情况下，发电状态判定部702执行多相短路处理流程内的步骤s923之后的处理。

在前进至多相短路处理流程内的步骤s923的情况相当于电枢绕组122及电枢绕组123均未处于多相短路的情况。因此，在步骤s923中，发电状态判定部702判定下式(1)的条件是否成立。

vp1_max≥vb+vf[v](1)

然后，发电状态判定部702在上式(1)的条件成立的情况下，在步骤s924中使电枢绕组122的负极侧桥臂的mosfet即ul301b、vl302b、wl303b导通，并进行多相短路。并且，发电状态判定部702在进行多相短路后，执行恢复处理流程内的步骤s935之后的处理。

另一方面，发电状态判定部702在上式(1)的条件不成立的情况下，由于无需多相短路，因此结束一系列处理。此外，此时的vf通常为对二极管施加了正方向偏置时的正方向电压。

并且，前进至多相短路处理流程内的步骤s921的情况相当于仅电枢绕组122已处于多相短路的状态。因此，在步骤s921中，发电状态判定部702判定下式(2)的条件是否成立。

vp2_max≥vb+vf[v](2)

然后，发电状态判定部702在上式(2)的条件成立的情况下，在步骤s922中使电枢绕组123的mosfet的负极侧桥臂的mosfet即xl304b、yl305b、zl306b导通，来进行多相短路。并且，发电状态判定部702在进行多相短路后，执行恢复处理流程内的步骤s931之后的处理。

此外，在vp1_max满足上式(1)的条件、并且vp2_max满足上式(2)的条件的情况下，如图9所示，优先使电枢绕组122多相短路。

最后，前进至恢复处理流程内的步骤s935的情况相当于电枢绕组122处于多相短路的状态。因此，发电状态判定部702在步骤s936中，将电枢绕组122的任一相的负极侧桥臂的mosfet截止tget_peak时间。

并且，在步骤s937中，发电状态判定部702判定下式(3)的条件是否成立。

vp1_max＜vb+vf[v](3)

然后，发电状态判定部702在上式(3)的条件成立的情况下，在步骤s938中使电枢绕组122的负极侧桥臂的mosfet即ul301b、vl302b、wl303b截止，解除短路并结束一系列处理。

另一方面，在上式(3)的条件不成立的情况下，发电状态判定部702不执行步骤s938的处理而结束一系列处理。

并且，前进至恢复处理流程内的步骤s931的情况相当于电枢绕组122及电枢绕组123两者处于多相短路的状态。因此，发电状态判定部702首先在步骤s932中，将电枢绕组123的任一相的负极侧桥臂的mosfet截止tget_peak时间。

并且，在步骤s933中，发电状态判定部702判定下式(4)的条件是否成立。

vp2_max＜vb+vf[v](4)

然后，发电状态判定部702在上式(4)的条件成立的情况下，在步骤s934中使电枢绕组123的负极侧桥臂的mosfet即xl304b、yl305b、zl306b截止，并解除短路。

之后，发电状态判定部702执行已经说明了的步骤s935之后的处理。即，发电状态判定部702在步骤s936中，将电枢绕组122的任一相的负极侧桥臂的mosfet截止tget_peak时间。

并且，发电状态判定部702在上式(3)的条件成立的情况下，在步骤s938中使电枢绕组122的负极侧桥臂的mosfet即ul301b、vl302b、wl303b截止，解除短路并结束一系列处理。

作为实际的动作，在解除了一个电枢绕组的多相短路的情况下，另一个相电压振幅变大、相电压的峰值增加。因此，电枢绕组122与电枢绕组123的多相短路不会同时被解除。

栅极驱动器407根据基于图9所示的一系列处理而从发电状态判定部702所接收到的各mosfet的导通指令和截止指令，来对成为对象的mosfet408进行导通和截止驱动。

如上所述，根据实施方式2，与之前的实施方式1相同，具备如下结构：即使励磁绕组为非励磁状态，也能在因高速旋转而流过发电电流的情况下，在电池达到过电压状态之前进行多相短路。因此，能得到与之前的实施方式1相同的效果。

并且，根据实施方式2，可使用设置于通常的发电机及发电电动机的相电压检测传感器来构成相电压检测部。因此，能力图降低功率转换器的控制装置的成本。并且，根据本实施方式2，能基于传感器的推测值来执行多相短路控制，以代替使用推测值来执行多相短路控制，从而实现较高的控制精度。

标号说明

1发电电动机

2电池

3内燃机

4动力传递单元

11功率转换器

12旋转电机

111控制装置

112励磁功率转换部

113电枢功率转换部

114励磁电流传感器

115b端子电压传感器

121励磁绕组

122、123多相绕组

124位置传感器

201正极侧爪状磁极片

202负极侧爪状磁极片

203永磁体

301～306三相桥式电路的支路

301a～306a正极侧桥臂

301b～306b负极侧桥臂

401b端子电压检测部

402转速检测部

403励磁电流检测部

404发电电流推测部

405发电电流推测值阈值判定部

406负极侧桥臂短路控制部

407栅极驱动器

408mosfet

701相电压检测部

702发电状态判定部