反激电路和反激变换器的制作方法

本申请涉及电子技术领域，尤其涉及一种反激电路和反激变换器。

背景技术：

相关技术中，常见的反激变换器包括单管反激变换器和交错并联反激变换器。如图1示出了单管反激变换器拓扑，其中，Vi为输入电压，T为变压器，VT为功率开关管，VD为副边整流二极管，C为输出电容，RL为输出负载，Vo为输出电压。PWM驱动信号用于控制VT的开通和关断，通过控制PWM信号可以调节输出电压Vo的大小。

单管反激变换器由于具有结构简单、输入输出电气隔离、电压升降范围宽及易于实现多路输出等优点，而广泛应用于中小功率场合。但在单管反激变换器中，其变压器起着电感和变压的双重作用，由于变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防止磁芯饱和，需要加大气隙，因此变压器漏感较大。当功率开关管关断时，漏感储能会引起很高的关断电压尖峰，导致开关管的电压应力较大，甚至损坏功率管，因此单管反激变换器很难实现大功率和高压场合。

如图2示出了交错并联反激变换器拓扑，其中，Vi为输入电压，T1和T2为变压器，VT1和VT2为功率开关管，VD1和VD2为副边整流二极管，C为输出电容，RL为输出负载，Vo为输出电压。PWM1和PWM2两个驱动信号分别用于控制VT1和VT2的开通和关断，PWM1和PWM2错相180度工作，通过控制PWM1和PWM2宽度可以调节输出电压Vo的大小。

虽然交错并联反激变换器克服了单管反激变换器的缺点，具有电路拓扑简单，元器件少，开关管关断电压尖峰小，输出功率较大，输入、输出电流脉动小等特点，比较适合较大功率输出场合。但交错并联反激变换器开关管承受的最大电压与单管反激变换器开关管承受的最大电压一致，且并联结构，会因为两个并联模块的器件差异，出现电流不一致现象，从而使外特性较差的模块工作于轻载，甚至空载运行，其后果必然是使另一个模块分担更多的电流应力，导致热应力提高，寿命下降，降低整个系统的可靠性。

技术实现要素：

本申请实施例提供了一种反激电路和反激变换器，可以解决相关技术中存在的问题。

根据本申请实施例的第一方面，提供一种反激电路，包括：

第一电路单元，包括第一变压器、第一副边整流二极管以及第一功率开关管；

第二电路单元，包括第二变压器、第二副边整流二极管以及第二功率开关管；

第一电容，与所述第一电路单元并联，构成第一电路模块；

第二电容，与所述第二电路单元并联，构成第二电路模块；

所述第一电路模块和所述第二电路模块并联。

可选的，所述第一电容和所述第二电容上的电压相等。

可选的，所述第一变压器和所述第二变压器的以下参数至少之一相同：

变压器的原副边的匝数比；变压器原边电感值。

可选的，所述第一功率开关管和所述第二功率开关管为参数相同的功率开关管。

可选的，所述第一副边整流二极管和所述第二副边整流二极管为参数相同的副边整流二极管。

可选的，通过第一驱动信号PWM1控制所述第一功率开关管的开通和关断，通过第二驱动信号PWM2控制所述第二功率开关管的开通和关断，其中，所述PWM1和所述PWM2为相同的驱动信号。

可选的，当所述PWM1和所述PWM2为高电平时，所述第一功率开关管和所述第二功率开关管同时导通；

当所述PWM1和所述PWM2为低电平时，所述第一功率开关管和所述第二功率开关管同时关断。

可选的，所述反激电路还包括：

第三电容，分别与所述第一变压器和所述第二变压器并联。

可选的，所述反激电路还包括：

负载，与所述第三电容并联。

可选的，所述第一变压器的原边端连接所述第一功率开关管，且所述第一变压器的副边端连接所述第一副边整流二极管；和/或

所述第二变压器的原边端连接所述第二功率开关管，且所述第二变压器的副边端连接所述第二副边整流二极管。

根据本申请实施例的第二方面，提供一种反激变换器，包括以上任一所述的反激电路。

本申请的实施例提供的技术方案可以包括以下有益效果：通过并联电容，可以自动实现并联模块的电流均衡，同时大大降低开关管的电压应力，解决了反激变换器开关电压应力高，不适用于中大功率等问题，同时分散了功率开关管的功率损耗，降低了功率开关器件的热应力，提高了系统的功率密度，可以应用于较高功率场合。

应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本申请。

附图说明

此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本申请的实施例，并与说明书一起用于解释本申请的原理。

图1是相关技术中的一种单管反激变换器拓扑的示意图。

图2是相关技术中的一种交错并联反激变换器拓扑的示意图。

图3是根据一示例性实施例示出的一种反激电路的示意图。

图4是根据一示例性实施例示出的一种反激电路的示意图。

图5是根据一示例性实施例示出的一种反激电路中电流流动方向的示意图。

图6是根据一示例性实施例示出的一种反激电路的示意图。

具体实施方式

为使本申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本申请实施方式作进一步地详细描述。

这里将详细地对示例性实施例进行说明，其示例表示在附图中。下面的描述涉及附图时，除非另有表示，不同附图中的相同数字表示相同或相似的要素。以下示例性实施例中所描述的实施方式并不代表与本申请相一致的所有实施方式。相反，它们仅是与如所附权利要求书中所详述的、本申请的一些方面相一致的装置和方法的例子。

为了解决单管反激变换器只能够在中小功率应用的缺点，同时克服交错并联反激变换器的输入电压应力高、电流不均等缺点，本申请实施例提供了一种反激电路。

图3是根据一示例性实施例示出的一种反激电路的示意图，如图3所示，该反激电路可以包括：

第一电路单元30，包括第一变压器、第一副边整流二极管以及第一功率开关管；

第二电路单元32，包括第二变压器、第二副边整流二极管以及第二功率开关管；

第一电容34，与所述第一电路单元并联，构成第一电路模块；

第二电容36，与所述第二电路单元并联，构成第二电路模块；

所述第一电路模块和所述第二电路模块并联。

在该实施例中，在第一电路单元的基础上并联了第一电容，在第二电路单元的基础上并联了第二电容，并分别构成两个全新的电路模块。该两个电路模块以并联结构方式连接。

需要说明的是，该实施例可以但不仅限于仅包括两组电路模块(即第一电路模块和第二电路模块)。比如，可以设置第三电路单元，第三电路单元包括第三变压器、第三副边整流二极管以及第三功率开关管，并设置第四电容，第四电容与第三电路单元并联构成第三电路模块，并使第一电路模块、第二电路模块和第三电路模块分别并联。当然，此仅为举例，用户可以设置任意多个电路模块。

在一种可选的实施方式中，所述第一电容和所述第二电容上的电压相等。

在该实施例中，第一电容和第二电容可以是相同参数的电容。例如，在此反激电路中仅设置这两个分压电容时，假设输入电压源为Vin，则Vc1＝Vc2＝Vin/2，其中，Vc1、Vc2分别为第一电容和第二电容上的电压值。

需要说明的是，在该反激电路中设置有N(N为大于等于2的正整数)个均压电容的情况下，各个电容可以参数均相同，且Vc1＝Vc2……＝VcN＝Vin/N，其中，VcN表示第N个电容上的电压值。

在该实施例中，通过设置均压电容，可以自动实现并联模块的电流均衡，同时大大降低开关管的电压应力。

在一种可选的实施方式中，所述第一变压器和所述第二变压器的以下参数至少之一相同：

变压器的原副边的匝数比；变压器原边电感值。

在一种可选的实施方式中，所述第一功率开关管和所述第二功率开关管为参数相同的功率开关管。

在一种可选的实施方式中，所述第一副边整流二极管和所述第二副边整流二极管为参数相同的副边整流二极管。

在一种可选的实施方式中，通过第一驱动信号PWM1控制所述第一功率开关管的开通和关断，通过第二驱动信号PWM2控制所述第二功率开关管的开通和关断，其中，所述PWM1和所述PWM2为相同的驱动信号。

在该实施例中，通过控制PWM1和PWM2脉冲宽度可以调节输出电压Vo的大小。

在一种可选的实施方式中，当所述PWM1和所述PWM2为高电平时，所述第一功率开关管和所述第二功率开关管同时导通；

当所述PWM1和所述PWM2为低电平时，所述第一功率开关管和所述第二功率开关管同时关断。

在一种可选的实施方式中，所述反激电路还包括：

第三电容，分别与所述第一变压器和所述第二变压器并联。

在一种可选的实施方式中，所述反激电路还包括：

负载，与所述第三电容并联。

在一种可选的实施方式中，所述第一变压器的输入端连接所述第一功率开关管，且所述第一变压器的输出端连接所述第一副边整流二极管；和/或

所述第二变压器的输入端连接所述第二功率开关管，且所述第二变压器的输出端连接所述第二副边整流二极管。

上述实施例，通过设置均压电容，可以自动实现并联模块的电流均衡，同时大大降低开关管的电压应力，解决了反激变换器开关电压应力高，不适用于中大功率等问题，同时分散了功率开关管的功率损耗，降低了功率开关器件的热应力，提高了系统的功率密度，可以应用于较高功率场合。

图4是根据一示例性实施例示出的一种反激电路的示意图。如图4所示，所述反激电路中，Vi为输入电压，C1和C2为输入均压电容，T1和T2为变压器，VT1和VT2为功率开关管，VD1和VD2为副边整流二极管，Co为输出电容，RL为输出负载，Vo为输出电压。PWM1和PWM2两个信号分别用于控制VT1和VT2的开通和关断，PWM1和PWM2信号一致，通过控制PWM1和PWM2脉冲宽度可以调节输出电压Vo的大小。

在该实施例，可以将C1、T1、VT1、D1构成的电路称为模块1(也即上述的第一电路模块)，将C2、T2、VT2、D2构成的电路称为模块2(也即上述的第二电路模块)，模块1和模块2的连接方式为并联结构。

图5是根据一示例性实施例示出的一种反激电路中电流流动方向的示意图。如图5所述，其中，Iin为整个电路的输入电流，I1为变压器T1的原边电流，I2为变压器T2的原边电流，ID1为变压器T1副边的输出电流，ID2为变压器T2副边的输出电流，Io为整个电路的输出电流。其中，箭头方向表示电流流动的方向。

根据本申请实施例，还提供了一种反激电路。在该反激电路中，Vi为输入电压源；C1和C2为两个参数相同的输入均压电容，C1和C2上的电压分别为Vc1和Vc2，有Vc1＝Vc2＝Vin/2；T1和T2为两个参数相同的变压器，T1和T2原副边的匝数比分别为N1和N2，其中，N1＝N2＝N，且变压器原边电感值Lp1＝Lp2＝L；VT1和VT2为两个参数相同的功率开关管；VD1和VD2为两个参数相同的副边整流二极管；Co为输出电容；RL为输出负载；Vo为输出电压；PWM1和PWM2为两个相同的驱动信号分别用于控制VT1和VT2的开通和关断。

在该实施例中，当PWM1和PWM2为高电平时，开关管VT1和VT2同时导通，电容C1和C2上的电压Vc1和Vc2分别加在变压器T1和T2的原边绕组上，因为Vc1＝Vc2，且Lp1＝Lp2，所以流过两个变压器原边的电流相等且等于输入电流，即I1＝I2＝Iin。此时，两个变压器原边绕组的电压都是上正下负，在副边感应出的电压都是上负下正，所以整流二极管VD1和VD2反向截止关断，流过变压器副边整流二极管VD1和VD2的电流为零，即ID1＝ID2＝0；负载上RL上的电流靠输出电容Co维持。变压器在开关管导通时存储能量。

当PWM1和PWM2为低电平时，开关管VT1和VT2同时关断，变压器原边回路断开，变压器T1和T2原边绕组的电压变成上负下正，在副边绕组感应出的电压变成上正下负；开关管VT1和VT2断开后，变压器原边电流降为零，即I1＝I2＝0，变压器副边的输出整流二极管导通续流，整流二极管VD1和VD2的电流大小分别为ID1＝I1/N1＝ID2＝I2/N2＝Iin/N，输出电流Io＝ID1+ID2＝2Iin/N；此时，变压器T1和T2副边绕组上的电压被输出电压钳位，其大小为Vo，反射回原边的电压为NVo；所以开关管VT1和VT2上的电压都是Vin/2+nVo。变压器在开关管关断时向副边传递能量。

当模块1(也即上述的第一电路模块)和模块2(也即上述的第二电路模块)出现电流不均衡时，如果I1大于I2，I1比I2多出来的电流只能通过电容C1提供，C1上的电压因为放电而下降，同时因为有Vc1+Vc2＝Vin，C2上的电压增加，使模块2的电流I2增加，直至I2＝I1，Vc1＝Vc2＝Vin/2，达到平衡状态，从而实现了模块1和模块2自动均流的效果。同样的，如果I2大于I1，I2比I1多出来的电流只能通过电容C2提供，C2上的电压因为放电而下降，同时因为有Vc1+Vc2＝Vin，C1上的电压增加，使模块1的电流I1增加，直至I1＝I2，Vc1＝Vc2＝Vin/2，达到平衡状态，从而实现了模块1和模块2自动均流的效果。

上述实施例所提供的自动均流并联反激电路，通过均压电容的作用，可以自动实现并联模块的电流均衡，同时大大降低开关管的电压应力。该实施例解决了反激变换器开关电压应力高，不适用于中大功率等问题，同时分散了功率开关管的功率损耗，降低了功率开关器件的热应力，提高了系统的功率密度，可以应用于较高功率场合。

图6是根据一示例性实施例示出的一种反激电路的示意图。如图6所示，该自动均流并联反激拓扑，可以实现多个模块(n个模块，n为大于等于2的正整数)的并联，不局限于图3、图4、图5所示的两个模块并联。其中，在多个模块的并联的实施例中，每个电路模块的结构与上述的第一电路模块、第二电路模块类似，并且多个电路模块通过并联结构方式连接。可参照上述实施例实现，此处不再赘述。

根据本申请实施例，还提供了一种反激变换器，包括以上任一所述的反激电路。反激电路已在上文做了详细介绍，此处不再赘述。

本领域技术人员在考虑说明书及实践这里公开的发明后，将容易想到本申请的其它实施方案。本申请旨在涵盖本申请的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本申请的一般性原理并包括本申请未公开的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本申请的真正范围和精神由下面的权利要求指出。

应当理解的是，本申请并不局限于上面已经描述并在附图中示出的精确结构，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本申请的范围仅由所附的权利要求来限制。