一种基于耦合电感的高变比双向DC/DC变换器的制作方法

本发明涉及一种新型双向dc/dc变换器，具体来说是一种利用耦合电感实现高电压变比的双向dc/dc变换器，可应用于光伏储能系统等需要高电压变比的双向直流电力变换场合。

背景技术：

近年来，为应对日益严重的环境问题和能源危机，以太阳能、风能为代表的可再生能源发电系统被广泛研究。但其深受环境因素影响，产出的电能表现出明显的间歇性和随机性。为改善电能质量，此类发电系统可以接入储能设备，用来存储以及释放能量，维持直流母线电压稳定。在这些新能源发电系统中，双向dc/dc变换器被作为储能设备与直流母线能量流通的桥梁，其起到了至关重要的作用。

常用储能设备的输出电压一般在40v～50v。而作为并网逆变器的直流输入，直流母线电压则需要大于380v。因此，要求双向dc/dc变换器具有较高的电压变比。理论上，传统双向dc/dc变换器的高电压变比可以通过极小或极大的占空比实现，但由于电路本身寄生参数的影响，当占空比到达一定值时，无法再升压或降电，同时会造成严重的反向恢复损耗和emi问题。此外，高电压比使得各开关管的电压应力较大，增加了能量损耗。因此，在新能源储能系统中亟需要一种具有高电压变比、低电压应力的双向dc/dc变换器。

技术实现要素：

为了克服上述现有技术的不足之处，本发明提供一种适用于可再生能源蓄能系统中的双向dc/dc变换器，其具有高电压变比、低电压应力的特点。

本发明是通过如下技术方案实现的：

一种基于耦合电感的高变比双向dc/dc变换器，其特征在于包括：高压电源端vh、低压电源端vl、高压滤波电容ch、低压滤波电容cl、由中间电容c1、耦合电感t、第一开关管s1其体二极管d1、第三开关管s3及其体二极管d3和第四开关管s4及其体二极管d4构成高变比升压/降压结构以及由箝位电容c2和第二开关管s2及其体二极管d2构成的有源箝位电路。

所述低压侧滤波电容cl的正极与耦合电感t原边n1的同名端、耦合电感t副边n2的同名端连接；所述低压侧滤波电容cl的负极与第一开关管s1的源极、箝位电容c2负极、高压侧滤波电容ch的负极连接；所述耦合电感t原边n1的非同名端与第一开关管s1的漏极、第二开关管s2的源极连接，副边n2的非同名端与中间电容c1的负极连接；所述第二开关管s2的漏极与箝位电容c2的正极、第三开关管s3的源极连接；所述第三开关管s3的漏极与中间电容c1、第四开关管s4的源极连接；所述第四开关管s4的漏极与高压侧滤波电容ch的正极连接。

所述耦合电感t与所述中间电容c1、所述第一开关管s1其体二极管d1、所述第三开关管s3及其体二极管d3和所述第四开关管s4及其体二极管d4组成了高变比升压/降压结构，可以通过调节其匝比n来改变变换器的电压变比；所述箝位电容c2与所述第二开关管s2及其体二极管d2组成了变换器的有源箝位电路。

所述低压电源端vl接入低压直流电源，且电源正、负极分别接低压侧滤波电容cl的正、负极；所述高压电源端vh接入高压直流电源，且电源正、负极分别接高压侧滤波电容ch的正、负极。

本发明的有益效果是：高变比升压/降压结构实现了该变换器的高电压变比，且通过改变耦合电感t原副边线圈匝比n调节变比；变换器实现高变比的同时使得各个开关器件的电压应力减小；有源箝位电路吸收了漏感能量，克服了尖峰电压，减小了电路损耗。

附图说明

图1是所述一种基于耦合电感的高变比双向dc/dc变换器拓扑结构示意图；

图2是所述双向dc/dc变换器在升压模式下的等效电路原理图；

图3是所述双向dc/dc变换器在升压模式下的关键电流波形图；

图4是所述双向dc/dc变换器在升压模式下的第一工作模态图；

图5是所述双向dc/dc变换器在升压模式下的第二工作模态图；

图6是所述双向dc/dc变换器在升压模式下的第三工作模态图；

图7是所述双向dc/dc变换器在升压模式下的第四工作模态图；

图8是所述双向dc/dc变换器在升压模式下的第五工作模态图；

图9是所述双向dc/dc变换器在降压模式下的等效电路原理图；

图10是所述双向dc/dc变换器在降压模式下的关键电流波形图；

图11是所述双向dc/dc变换器在升压模式下的输入输出电压仿真波形图；

图12是所述双向dc/dc变换器在降压模式下的输入输出电压仿真波形图；

图13是所述双向dc/dc变换器的开关管s1电压应力波形图；

图14是所述双向dc/dc变换器的开关管s2电压应力波形图；

图15是所述双向dc/dc变换器的开关管s3电压应力波形图；

图16是所述双向dc/dc变换器的开关管s4电压应力波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明所述的一种基于耦合电感的高变比低应力双向dc/dc变换器做详细的说明。

如图1所示的一种基于耦合电感的高变比低应力双向dc/dc变换器，其特征在于包括：高压电源端vh、低压电源端vl、高压滤波电容ch、低压滤波电容cl、由中间电容c1、耦合电感t、第一开关管s1其体二极管d1、第三开关管s3及其体二极管d3和第四开关管s4及其体二极管d4构成高变比升压/降压结构以及由箝位电容c2和第二开关管s2及其体二极管d2构成的有源箝位电路。

所述低压侧滤波电容cl的正极与耦合电感t原边n1的同名端、耦合电感t副边n2的同名端连接；所述低压侧滤波电容cl的负极与第一开关管s1的源极、箝位电容c2负极、高压侧滤波电容ch的负极连接；所述耦合电感t原边n1的非同名端与第一开关管s1的漏极、第二开关管s2的源极连接，副边n2的非同名端与中间电容c1的负极连接；所述第二开关管s2的漏极与箝位电容c2的正极、第三开关管s3的源极连接；所述第三开关管s3的漏极与中间电容c1、第四开关管s4的源极连接；所述第四开关管s4的漏极与高压侧滤波电容ch的正极连接。

所述耦合电感t与所述中间电容c1、所述第一开关管s1其体二极管d1、所述第三开关管s3及其体二极管d3和所述第四开关管s4及其体二极管d4组成了高变比升压/降压结构，可以通过调节其匝比n来改变变换器的电压变比；所述箝位电容c2与所述第二开关管s2及其体二极管d2组成了变换器的有源箝位电路。

为了更好说明该变换器，下面对其进行详细分析。该变换器有升压和降压两种工作模式。下面对升压模式做详细分析。

所述变换器在升压模式下的等效电路如图2所示。由于低压滤波电容c1的作用，变换器的低压电源端vl可以等效为直流恒压源。高压侧可以等效成负载rh。耦合电感可以等效成一个匝比为n(n1:n2)的理想变压器t与励磁电感lm并联，再与漏感lk串联的电路结构。各元件电流参考方向如图2所示。

如图3所示的变换器在升压模式下的关键波形图，包括各开关管的驱动电压波形vgs1～vgs4，漏感电流ilk、励磁电流ilm、原边电流in1、副边电流in2、箝位电容电流ic2以及各个开关管电流ids1～ids4。根据关键波形可以将该变换器在一个开关周期内的工作过程分成5个模态，其等效电路图分别如图4～8所示。

下面结合图3和图4～8对变换器在升压模式时不同工作模态进行详细分析：

(1)第一工作模态[t0-t1阶段]：如图4所示，在此模态中，s1导通，s2、s3、s4均关断；d4导通，d1、d2、d3均截止。lm释放能量，ilm下降；lk储存能量，ilk上升；电流in2流经二极管d4，低压电源vl、耦合电感t以及储能电容c2均释放能量给负载rh。

(2)第二工作模态[t1-t2阶段]：如图5所示，此模态中，各个开关管状态不变；二极管d3导通，二极管d4截止，其他二极管不变；lk、lm在vl的作用下储能，ilk、ilm上升。ic2改变流向，流经二极管d3；c2释放能量，c1吸收能量；高压侧滤波电容ch给负载rh提供能量。

(3)第三工作模态[t2-t3阶段]：如图6所示，此模态中，开关管s1关断；二极管d2导通；lm继续储存能量，ilm上升；lk通过二极管d2释放能量，ilk迅速下降；ic2方向由负变正，c2吸收能量；in2方向仍为负，c1仍吸收能量；高压侧滤波电容ch继续给负载rh供电。

此模态中，lk储存的能量释放，使ilk迅速减小，造成较大的漏感电压vlk，但由于箝位电容c1将耦合电感原边电压(vlk+vlm)箝位在vc1，从而避免了漏感带来的尖峰电压。

(4)第四工作模态[t3-t4阶段]：如图7所示，此模态中，二极管d3截止，二极管d4导通；lm释放能量，ilm下降；lk仍通过二极管d2释放能量，ilk下降；ic2方向仍为负，c2充电；低压电源vl、耦合电感t以及储能电容c1均释放能量给负载rh。

(5)第五工作模态[t4-t5阶段]：如图8所示，此模态中，二极管d2截止；lm仍释放能量，ilm下降；lk释放完能量，ilk下降到零；ic2为零，c2停止充电；低压电源vl、耦合电感t以及储能电容c1均释放能量给负载rh。此后，新的周期开始。

根据上述各个工作模态图，下面分析所述基于耦合电感的高变比双向dc/dc变换器的的电压变比。为了简化分析，忽略漏感lk的影响以及各个开关管的损耗。同时，可以将一个开关周期的时间极短的工作模态忽略。因此，可忽略升压模式中的t0-t1阶段和t2-t3阶段。

在升压模式中，励磁电感lm在t1-t2阶段吸收能量，根据kvl可知如下电压关系：

励磁电感lm在t3-t4阶段和t4-t5阶段中释放能量，根据kvl可知如下电压关系：

根据电感的伏秒平衡原理，由式(1)和式(2)可得以下关系式：

式中d1为升压模式时的占空比。根据(3)式可得升压变比表达式为：

下面分析各个开关管的电压应力。在升压时，开关管s1和s2的电压应力为箝位电容c2两端电压vc2，开关管s3和s4的电压应力为vh－vc2。所以各开关管电压应力表达式如下：

下面简要地分析降压模式。根据图9所示的双向dc/dc变换器在降压模式下的等效电路原理图和图10所示的双向dc/dc变换器在降压模式下的关键电流波形图，降压时lm储能阶段的kvl电压关系如下：

lm在放能阶段的kvl电压关系如下：

根据电感的伏秒平衡原理，由式(5)和式(6)可得以下关系式：

式中d2为降压模式时的占空比。根据(7)式可得降压变比表达式为：

降压模式中，各个开关管的电压应力表达式为：

从上式中可以看出开关器件的变压应力小于高压侧电压vh，且其大小与耦合电感的变比n有关，当n越小时，开关器件电压应力越小。

为了验证所述dc/dc变换器的优越性，本实施例对所提出的dc/dc变换器进行了仿真分析，相关仿真波形如图11～图16所示。该变换器的工作条件为：高压侧电压400v，低压侧电压48v，额定工作频率fs＝50khz。具体参数如下表1所示。

表1电路参数

参数名如图11所示，当本实施例所述变换器工作在升压模式时，低压侧vl是输入电压vin-boost，其值为48v；高压侧vh是输出电压v0-boost，其值为400v。如图12所示，当所述变换器工作在降压模式时，高压侧vh是输入电压vin-buck，其值为400v；低压侧vl是输出电压v0-buck，其值为48v。由仿真可以看出，该双向dc/dc变换器实现了8.33倍的电压变比。由分析可知，各开关管在升/降压模式中所受电压应力一样，因此仿真只分析升压时的开关管电压应力。如图13～16所示的升压模式中的各个开关管电压应力，开关管s1的电压应力vds1-stress约为133.3v，开关管s2的电压应力vds2-stress约为133.3v，开关管s3的电压应力vds3-stress约为266.6v，开关管s4的电压应力vds4-stress约为266.6v，且降压时各开关管电压应力值也一样由。分析可知，各开关管电压应力也远小于高压侧电压。

上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨的情况下，还可以做出很多变形，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，这些均属于本发明的保护之内。