一种组合型模块化多电平换流拓扑及其调制方法与流程

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种组合型模块化多电平换流拓扑及其调制方法。

背景技术：

高压直流输电(hvdc)较高压交流输电(hvac)具有输电效率高、易接纳分布式电源、大型储能设备较少等优势，有望成为解决远距离、大容量和跨区域电力输送的优选方案。模块化多电平换流器(modularmultilevelconverter,mmc)自2002年问世以来，以模块化程度高、输出波形质量好、器件动作次数少等特点，日益成为hvdc输电系统中最具发展前景的换流器拓扑结构之一。

现已投入运行的mmc-hvdc项目中，输电载体绝大多数采用直流侧短路故障发生率低的地下电缆或海底电缆，但地下电缆或海底电缆造价高昂，难以适用于大容量远距离输电；且一旦挖掘和抛锚破坏电缆绝缘层即发生永久性故障，检修困难。因此，采用价格低、容量大的架空线输送是我国柔性直流输电的发展趋势。然而，架空线的线路裸露且空气绝缘，易发生直流侧短路故障。由于全控型器件的过流能力不足，造成了以架空线为传输载体的柔性直流输电工程的直流故障处理能力欠缺。如何高性能地解决柔性直流输电系统的直流侧故障问题是国内外学者的研究热点。

目前，直流断路器技术尚不成熟，造价高、损耗大、灭弧难，难以应用在高电压、大容量的工程中处理直流侧短路故障。传统电流源型直流输电中，直流侧发生短路故障后，短路电流通过晶闸管转移到交流侧，通过交流侧设备如交流断路器、交流熔断器等切断故障。然而，通过交流侧设备阻断直流侧故障的方法响应时间长、系统恢复复杂，且柔性直流输电中全控型器件的过流能力较晶闸管弱，采用该方法仍需晶闸管保护过流。近年来，国内外学者提出多种拓扑结构，试图通过换流器自身动作来实现对直流故障的隔离和穿越，以克服直流断路设备和交流断路设备的诸多不足。其中，最具代表性的是箝位双子模块(clampdoublesub-module,cdsm)和全桥子模块(fullbridgesub-module,fbsm)结构。在发生直流侧短路故障时，cdsm和fbsm可通过闭锁所有全控型器件，通过二极管续流效应和电容储能效应箝位短路电流至零，从而隔离直流侧短路故障。cdsm子模块结构由于两个箝位二极管的作用，不能主动输出负电平，冗余状态少，故障处理能力有限。fbsm结构对称，可以输出负电平，在直流侧发生短路故障时换流器可作为静止无功补偿器(statcom)对交流侧进行无功补偿，但全桥子模块的功率器件多，造价高、损耗大，导致换流器的建造成本和运行成本低，不利于大规模应用。因此，如何兼顾换流器建造成本和故障穿越能力是柔性直流输电领域换流拓扑研究的热点问题。

本发明结合子模块特性和功率开关特性公开了一种新型组合型模块化多电平换流拓扑，该拓扑的功率器件数和子模块电容数量均小于全桥型模块化多电平换流器，且与全桥型模块化多电平换流器具有相同的直流故障穿越能力，实现了换流器建造成本和故障穿越能力的兼顾。

技术实现要素：

鉴于上述，本发明提供了一种组合型模块化多电平换流拓扑及其调制方法，具有兼顾直流故障穿越能力和建造成本低的优点。

为了实现上述目的，本发明采用以下技术方案：

一种组合型模块化多电平换流拓扑，其特征在于：包括一个或多个并联的相单元，每个相单元包括交流电抗器、交流桥臂、以及串联连接的直流上桥臂和直流下桥臂；直流上桥臂的正端与直流母线正极相连，直流下桥臂的负端与直流母线负极相连，直流上桥臂的负端和直流下桥臂的正端通过交流电抗器与交流桥臂的正端相连，交流桥臂的负端与交流侧相连；所述交流桥臂包括串联的全桥子模块；所述直流上桥臂和直流下桥臂均包括串联的整形电路和开关电路，开关电路用于控制直流上桥臂或直流下桥臂的通断状态，整形电路根据调制信号用于生成电平。

优选的，所述整形电路包含串联的多个直流子模块，所述直流子模块包含全控型功率器件和子模块电容器，通过控制全控型功率器件的导通和关断实现子模块电容器的投入或切除。

优选的，所述直流子模块为全桥子模块或半桥子模块。

优选的，所述开关电路包含串联的多个全控型功率器件模块。

优选的，所述全控型功率器件模块为绝缘门极双极型晶体管igbt、集成门极换流晶闸管igct或门极可关断晶闸管gto。

优选的，交流电抗器设置在直流上、下桥臂的连接点与交流桥臂之间，交流电抗器的正端与直流上桥臂和直流下桥臂的连接点相连，交流电抗器的负端与交流桥臂的正端相连。

本发明还公开了一种上述的组合型模块化多电平换流拓扑的调制方法，在每个相单元中，通过控制直流上桥臂和直流下桥臂中的开关电路的导通或关断，实现直流上桥臂和直流下桥臂交替工作；当直流上桥臂和/或直流下桥臂中的开关电路导通时，直流上桥臂和/或直流下桥臂与交流桥臂共同将电路中的直流侧和交流侧连通，直流上桥臂和/或直流下桥臂中的整形电路及交流桥臂通过调制信号生成电平；当直流上桥臂和/或直流下桥臂的开关电路关断时，直流上桥臂和/或直流下桥臂不接入工作电路中或通过全控型功率器件模块(3)中的反并联二极管接入电路，交流桥臂在换流器正常工作时始终接在电路中；

直流上桥臂中整形电路的参考电压信号为直流母线正极电压与交流桥臂正端电压之差，直流下桥臂中整形电路的参考电压信号为交流桥臂正端电压与直流母线负极电压之差，交流桥臂的参考电压信号与能量平衡相关。

优选的，在每个相单元中，交流桥臂上的能量在一个工频周期内守恒，流经交流桥臂的电流为换流器交流侧电流，交流桥臂的参考电压信号为分段函数，如下：

其中，ujfb表示第j个相单元的交流桥臂电压，udc表示直流侧电压值，mfbdc和mfb分别表示交流桥臂电压中直流分量和交流分量的调制度，表示交流桥臂电压中交流分量的初相位，表示交流侧电压初相位，ω表示工频角频率。以a相为例，交流桥臂在一个工频周期内的能量积累可表示为

其中，i1表示交流电流的基频幅值，表示功率因数角，t表示工频周期，与工频角频率ω的关系为ωt＝2π；uafb表示a相交流桥臂电压，ia表示a相交流侧电流，eafb表示a相交流桥臂累积的能量。为保证交流桥臂中全桥子模块电容的能量平衡，交流桥臂能量在一个工频周期内能量积累为零，即eafb＝0，得到交流桥臂中交直流调制度mfbdc和mfb之间的关系为

直流上下桥臂的电压表达式为

其中，ujp表示j相直流上桥臂的电压，ujn表示j相直流下桥臂的电压，m表示交流电压调制度，u1表示交流电压的基频幅值。

优选的，在每个相单元中，直流上桥臂和直流下桥臂互补导通，且直流上、下桥臂分别连续导通半个工频周期，直流上桥臂导通的相角滞后于交流电压的相位角称为移相角θ，直流上桥臂和直流下桥臂的开关信号如下：

其中sjp表示第j个相单元的直流上桥臂中开关电路的开关信号，当sjp＝1时，直流上桥臂导通，当sjp＝0时，直流上桥臂关断；sjn表示第j个相单元的直流下桥臂中开关电路的开关信号，当sjn＝1时，直流下桥臂导通，当sjn＝0时，直流下桥臂关断；ω表示工频角频率，表示电压初相位。

进一步的，所述移相角θ的计算步骤如下:

为维持直流上桥臂、直流下桥臂中子模块电容的能量守恒，子模块电容在导通的半周内需要实现能量守恒；以a相直流上桥臂为例，在导通的半周内能量积累为

为保证直流上桥臂中子模块电容的能量平衡，直流上桥臂能量在半周内能量积累为零，即eap＝0，结合mfbdc和mfb之间的关系，得到交流电压调制度m与功率因数角和移相角θ的关系为

通过上式能够得到移相角θ的值。

基于上述技术方案，本发明具有以下有益技术效果：

(1)在直流上、下两桥臂增加开关电路，并引入移相角的概念，通过调整直流上桥臂、直流下桥臂开通的移相角，实现桥臂交替多电平换流器的宽范围工作，不再局限于电压调制度为4/π附近的狭窄工作范围。

(2)由于拓宽了换流器的工作边界，直流桥臂中的整型电路中可采用半桥型子模块进行调制，进一步降低了换流器中的功率器件数量，降低了系统建造成本。由于桥臂内能量波动减少，在电容电压波动目标保持不变的情况下，桥臂中子模块电容容值可减小，从而减少了电容器的数量和体积，进一步降低了换流器建造成本和换流站体积。

(3)在直流上下桥臂中点与交流系统之间加入了由全桥子模块串联构成的交流桥臂，换流器不仅能够在正常工况下宽范围工作，更重要的是能够主动穿越直流故障，且所需功率器件数小于现有具有类似功能的模块化多电平换流拓扑。

附图说明

图1为本发明组合型模块化多电平换流拓扑的结构示意图；

图2为组合型模块化多电平换流器的拓扑结构图；

图3为直流桥臂开关信号波形图；

图4为移相角θ与交流电压调制度m和功率因数角的三维图；

图5为组合型模块化多电平换流器移相调制策略(m＝0.9,θ＝45°,mfb＝0.2)图；

图6udcsm/udc关于m和mfb的三维曲线图

图中：1直流子模块，2整形电路，3全控型功率器件模块，4开关电路，5直流上桥臂，6直流下桥臂，7交流电抗器，8交流子模块，9交流桥臂，10相单元，11直流母线正极，12直流母线负极，13交流系统a相，14交流系统b相，15交流系统c相。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

如图1所示，一种组合型模块化多电平换流器拓扑结构，包括三个并联的相单元，分别为a相、b相和c相，每个相单元包括交流电抗器、串联连接的直流上桥臂和直流下桥臂、以及交流桥臂；直流上桥臂的正端与直流母线正极相连，直流下桥臂的负端与直流母线负极相连；交流电抗器设置在直流上桥臂和直流下桥臂的连接点与交流桥臂正端之间，交流电抗器正端与直流上、下桥臂的连接点相连，交流连接电抗器的负端与交流桥臂正端相连，交流桥臂的负端与交流侧相连；所述直流上桥臂和直流下桥臂均包括串联的整形电路和开关电路，开关电路用于控制直流上桥臂或直流下桥臂的通断状态，整形电路根据调制信号用于生成电平；所述的交流桥臂包括串联的交流子模块，为实现交流电压的输出，交流桥臂中的交流子模块结构须可控输出正负电平，由全控型功率器件和子模块电容器构成。作为本发明的优选实施方式，交流桥臂中的交流子模块采用全桥子模块结构。

所述整形电路包含串联的多个直流子模块，所述直流子模块可选择为由全控型功率器件和子模块电容器构成的全桥子模块或半桥子模块。

作为本发明的优选实施方式，整形电路中采用半桥子模块结构，箝位双子模块结构或其他子模块结构。

本发明提出的组合型模块化多电平换流器的拓扑结构如图2所示，每一相中包括交流电抗器l、直流上桥臂和直流下桥臂以及交流桥臂，直流上/下桥臂均由nsm个半桥子模块和nde个全控器件(如igbt模块)串联而成，交流桥臂由nfb个全桥子模块串联构成。图2中，udc和idc表示直流侧电压和电流，uj和ij(j＝a,b,c)表示交流侧电压和电流，ujp、ujn和ijp、ijn分别表示j相中直流上、下桥臂的电压和电流，ujpsm和ujpde分别表示j相直流上桥臂中由半桥子模块构成的整形电路的输出电压和由串联全控器件构成的开关电路的输出电压，ujnsm和ujnde分别表示j相直流下桥臂中整形电路和开关电路的输出电压，ujfb表示j相交流桥臂的电压。换流器中各部分电压电流的参考方向如图2中所示。

基于所提出的换流器拓扑结构，交流侧电压和电流可表示为

其中，u1和i1分别表示交流电压和交流电流的基频幅值，ω表示工频角频率，表示功率因数角，表示j相电压初相位。为描述交流电压与直流电压之间的联系，定义电压调制度m为

为保证交流桥臂中子模块电容的能量在一个工频周期内平衡，交流桥臂电压可表示为分段函数，且分别具有直流分量和交流分量，直流电压调制度为mfbdc，交流电压调制度mfb，初相角为因此，j相的交流桥臂电压ujfb可表示为

其中，udc表示换流器直流电压。对于直流桥臂，上、下桥臂在导通时电压等于直流电压与交流桥臂正端电压的差值，且上、下桥臂交替互补导通，当直流上桥臂导通时，直流下桥臂断开，电流流经上桥臂，直流上桥臂和交流桥臂完成交直流电压的转换，反之，直流下桥臂导通时，直流上桥臂关断，电流流经下桥臂。交流电压电流的表达式如式(1)所示，则直流上下桥臂电压可表示为

将式(3)带入式(4)中，得到直流上下桥臂的电压表达式为

为实现子模块的电容电压平衡，一个周期内直流上、下桥臂和交流桥臂的能量积累应为零，首先分析交流桥臂中全桥子模块的电容电压能量，根据交流电流和交流桥臂电压，交流桥臂中全桥子模块在一个工频周期内的能量积累可表示为(以a相为例)

其中，t表示工频周期，与工频角频率ω的关系为tω＝2π。根据式(6)可得交流桥臂中交直流调制度之间的关系为

对于直流桥臂而言，当直流桥臂导通时，整形电路电压与直流桥臂电压相同；当桥臂关断时，整形电路与开关电路共同承受直流桥臂电压，为降低串联全控器件所承受的耐压，可调制整形电路与桥臂电压匹配继续输出多电平阶梯波。由于换流器中直流上下桥臂是半波导通，在其导通时间内保证直流上下桥臂的子模块电容能量的平衡是其调制算法的重点和难点。在本发明中，桥臂导通开关信号滞后于交流相电压，相角差为θ，上下桥臂的开关信号sjp和sjn可表示为

每相直流上桥臂在相位角为时导通，导通半个周期，桥臂电流为交流电流；每相直流下桥臂与直流上桥臂互补开通，六桥臂的开关时序如图3中所示。结合交流电流式(1)和图2中给出的电流参考方向，可推出直流上下桥臂电流ijp和ijn为

对于直流桥臂，上下桥臂半波交替导通，为维持直流上下桥臂的子模块电容的能量守恒，电容在导通的半周内需要实现能量守恒，现以a相上桥臂为例，分析直流桥臂在半周内所积累的能量。根据式(5)和式(9)，a相上桥臂在导通的半周内能量积累为

为保证直流桥臂中子模块电容的能量平衡，桥臂能量在半周内能量积累为零，即eap＝0，将式(7)带入式(10)可得到交流电压调制度m与功率因数角和移相角θ的关系

根据式(11)可知，通过调整移相角θ的大小可实现功率因数角与交流电压调制度m的匹配，保证直流桥臂中子模块电容能量的平衡。移相角的取值范围与功率因数角和交流电压调制度m相关，当换流器四象限运行时，交流电压调制度m的取值范围为[0,1]，功率因数角的取值范围为[-π,π]，根据三角函数的对称性，在负半周与在正半周可得到类似结论。以为例，根据式(11)，移相角θ与交流电压调制度m和功率因数角的三维关系可表示为图4，移相角θ的取值范围为[-π/2,π/2]，当功率因数角时，移相角θ为正，当功率因数角时，移相角θ为负，且移相角θ的绝对值随交流电压调制度m的递增而减小。因此，当电压调制度m固定时，移相角θ随功率因数角增大而减小，在换流器输出纯无功时，移相角θ的绝对值取得最小值为0；当功率因数角固定时，移相角θ的绝对值随电压调制度m的增大而减小。

式(7)给出了交流桥臂电压调制度与相位的关系，当为π时，交流桥臂电压与交流网侧电压反相，直流桥臂电压中交流成分减少，根据式(7)，此时交流桥臂中的直流电压调制度可表示为

交流桥臂电压式(3)和直流桥臂电压式(5)重写为

图5绘出了组合型换流器正常工况下的调制策略及桥臂电压电流波形图。图中的工况为交流网侧电压调制度m＝0.9的纯有功输出，根据式(11)可知，移相角θ为45°，且交流桥臂的交流调制度mfb为0.2，根据式(12)可计算出直流调制度mfbdc为-0.16。图5中直流上下桥臂及交流桥臂的电压波形为分段函数，由交流成分和直流成分构成；流经交流桥臂的电流为交流侧电流，直流桥臂在导通时电流与交流电流相同，关断时电流为0。

由于换流器的交流桥臂由全桥子模块串联而成，利用全桥子模块能够可控输出正负电平的特点，换流器可实现直流故障的主动穿越，其功能与全桥型模块化多电平换流器类似。

从图5可以看出，直流上下桥臂的输出电压均小于直流母线udc，说明所公开的换流器桥臂中采用的子模块数较少。现详细分析换流器中所需的最少子模块数和串联器件数。对于直流桥臂，以a相上桥臂为例，根据图5可知，桥臂电压在ωt＝π+θ时取得最大值为

udcsm＝1/2udc[(1+π/4mfb)+(m-mfb)|sinθ|](15)

根据式(15)和式(11)可知，桥臂电压最大值由mfb、m和三个参数影响，首先讨论功率因数角对其影响，根据式(11)可获得

由于udcsm关于对称，下面讨论在区间内udcsm的变化情况，在区间内可得到类似结论。为讨论对udcsm的影响，先求udcsm对的偏导数为

当m>mfb时，在时，取得最大值；当m<mfb时，在时，取得最大值。当m>mfb时，在时，udcsm取得最大值为

图6画出了udcsm/udc关于m和mfb的三维曲线图，可知在m＝1，mfb＝1时取得最大值为(1/2+π/8)udc≈0.89udc。

当m<mfb时，在时，取得最大值为

mfb越大，udcsm越大，因此，udcsm的最大值在m＝1，mfb＝1时取得，为(1/2+π/8)n≈0.89udc。与第一种情况求出的最大值相同，因此，直流桥臂中所需的子模块数为

ndcsm＝0.89n(20)

为使换流器在直流侧发生短路故障时有效穿越，交流桥臂所需子模块数为

nacsm＝1/2n(21)

因此，换流器每个相单元中所需子模块数为

nphsm＝2ndcsm+nacsm＝2.28n(22)

且当直流桥臂中子模块数为0.89n时，根据式(14)可获得在桥臂关断时，串联器件的最大耐压为

ude＝1/2udc[(1+π/4mfb)+(m-mfb)]-0.89udc(23)

ude在m＝1，mfb＝0时取得最大值为0.11udc，因此，桥臂中所需的串联器件数为

nde＝0.11n(24)

当直流桥臂采用半桥子模块时每相中所需功率器件模块数为

nde,ph＝(2ndcsm+nde)×2+4nacsm＝5.78n(25)

在相同系统电压等级和相同器件电压等级的前提下，具有类似直流故障穿越能力的全桥型模块化多电平换流器和全半桥1:1混合型模块化多电平换流器每相所需的功率器件数分别为8n和6n，本发明所公开的换流器所需器件数均少于这两种典型拓扑，在经济性上具有优势。

接下来分析所提出的换流器所需的电容容值大小，通过电容上的能量波动计算换流器中的子模块电容取值。由于直流桥臂与交流桥臂的调制策略不同，下面将分别计算直流桥臂中子模块电容值和交流桥臂中子模块电容值。首先分析直流桥臂，组合型换流器的直流桥臂电压表达式见式(14)，桥臂电流见式(9)。以a相直流上桥臂为例，可获得桥臂导通时的瞬时功率为

根据图5中给出的直流桥臂电压电流波形可知，直流上桥臂瞬时功率pap在相位角(θ,)之间值为正。对直流上桥臂瞬时功率在(θ,)之间进行积分，得到桥臂能量变化值为

结合式(27)可知，直流上桥臂能量的变化值δeap是关于功率因数角和交流电压调制度m的函数。而桥臂内子模块电容的总储能ec可表示为

其中ndcsm表示直流桥臂中参与能量交换的子模块数，uc表示子模块电容电压，设定电容电压波动率为ε，则电容电压的峰值电压为

其中，uc为子模块电容电压的指令值。因此，在一个周期内桥臂中电容存储能量的变化值可表示为

式(27)和式(30)相等，可得到

将式(20)带入式(31)中，得到换流器直流桥臂中子模块电容容值为

参考舟山五端柔性直流输电工程中定海站的系统参数，i1＝1.33ka，udc＝400kv，n＝250，工况为m＝0.9,θ＝45°时，子模块电容电压波动设置为5％，子模块电容取值在mfb＝0时取得最大值，为换流器直流桥臂子模块电容的容值至少为9.14mf，小于现有模块化多电平换流拓扑所采用的12mf电容容值。

其次，讨论交流桥臂中子模块电容的取值。换流器的交流桥臂电压表达式见式(13)，根据图5中给出的交流桥臂电压电流波形可知，交流桥臂电压在正负半周分别有两个过零点，桥臂电流在正半周为正负半周为负，因此交流桥臂瞬时功率pafb的波动频率是基频的二倍，在一个波动周期中pafb在相位角(-β,β)之间值为正，根据式(13)给出的交流桥臂电压表达式可计算出ωt＝β＝51.76°时交流桥臂电流为零。对交流桥臂瞬时功率在(-β,β)之间进行积分，得到桥臂能量变化值为

在一个波动周期内桥臂中电容存储能量的变化值可表示为

式(33)和式(34)相等，可得到

将式(20)带入式(35)中，得到换流器交流桥臂中子模块电容容值为

系统参数为i1＝1.33ka，udc＝400kv，n＝250，工况为m＝0.9,θ＝45°时，子模块电容电压波动设置为5％，子模块电容取值在mfb＝1时取得最大值，换流器交流桥臂的子模块电容容值至少为1.9mf，交流桥臂的电容容值小于直流桥臂的电容容值，仅为现有模块化多电平换流拓扑所采用电容容值的1/6。

综上所述，组合型模块化多电平换流器具有直流故障主动穿越能力，且功率器件数和电容数量及容值均小于现有常用拓扑结构，兼顾了故障穿越能力和系统经济性能，提高了系统的可靠性。

上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。