一种超低损耗两路电源切换防倒灌电路的制作方法

本实用新型涉及双路电源切换电路防倒灌技术领域，尤其涉及一种超低损耗两路电源切换防倒灌电路。

背景技术：

目前很多设备都使用了主、辅两路电源，如手机使用电池和充电宝或电源适配器等：无外接电源时使用自带电池供电，负载将自动地与电池断接。当辅助电源接入时，如接上充电宝或电源适配器时优先使用外部电源。那些采用了主电源或其他辅助电源的应用需要一种电源切换电路，在主、辅电源之间进行选择，使功率效率达到最佳，减少功耗，延长电池工作时间，特别是一种超低功耗的电源切换电路，并具有防倒灌，保护前级电路。

双二极管方案：使用两个二极管分别串接在主、辅两路电源，电路简单，很容易实现逻辑“或”功能，可以在主、辅两路电源之间进行选择，电源高的优先被使用，其缺陷是二极管大约有0.6V的压降，电压降会随着输入电流成比例的功率损耗。随着电流增大，压降也会变大，如用肖特基二极管取代可以降低功率，但是功率损耗仍旧比较大：通过电流越大，损耗也越大。肖特基二极管缺点是反向电压超过阈值时存在反向电流，反向过压时不具有防倒灌功能，因此静态电流一般为毫安级。

二极管+PMOS管方案：如实用新型专利(一种多输入电源切换电路，申请号：CN201410700845.1)，肖特基二极管串接在Vbus上，电池Vbat使用PMOS管进行控制供电，由上述知二极管压降损耗大，使用MOS管方案损耗下降非常大，约为肖特基二极管损耗的几十分之一。

三极管+PMOS/NMOS管方案：如实用新型专利(电源切换及补偿的装置和方法，申请号：CN200410039550.0)，两路电源均使用三极管控制PMOS/NMOS管对设备供电，其中一路还需要增加额外的第三种高压电源控制NMOS管，显然三极管的偏置电阻为千欧姆级，其静态工作电流毫安级。不足之处三极管的静态工作电流毫安级，电流损耗很大，且需要使用的第三种高压电源，势必会增加成本。

理想二极管方案：使用芯片LTC4412，控制一个外部P沟道MOSFET，用于电源切换近理想型二极管功能。当导通时，MOSFET两端的压降通常为20mV。栅极驱动器包括一个用于MOSFET保护的内部电压箝位。当检测到一个辅助电源时，可采用STAT引脚来使能一个辅助P沟道MOSFET电源开关。该引脚还可被用于在接入了一个辅助电源时向微控制器发出指示信号。控制(CTL)输入使得用户能够强制关断主MOSFET，并将STAT引脚置于低电平。静态电流典型值为11μA与负载电流无关，电路很简单，外围器件很少，具有防倒灌功能，不足之处，其芯片价格较贵，目前价格为每片5～10元。根据芯片手册第9页图2原理图制作PCB板，使用PMOS管AO3401A，电阻阻值500k欧姆，贴片焊接后进行测试，只有锂电池3.78V供电时(无负载)静态电流13.6μA，且存在输入输出压差17mV；单独外电4.2V供电时(无负载)静态电流19.8μA，若接有电池测量发现辅助PMOS管(VGS＝-0.09V>VGS(th)＝-0.7V，处于正准备进入导通状态，严格意义上应该为0V)有0.1μA倒灌电流流向锂电池；有负载时(负载电流1A)还是存在0.1μA倒灌电流流向锂电池，辅助PMOS管(VGS＝-0.0959V)，说明LTC4412内部控制器不能外部PMOS管进行绝对的关闭(截止)，还是存在微弱的倒灌电流。

负载(组合)开关+PMOS管方案：如实用新型专利(一种超低损耗双路电源切换防倒灌电路，申请号：CN201810920908.2)，NMOS+PMOS负载开关电路，电路由4个PMOS管、2个NMOS管、10个电阻组成。双路电源切换电路属于对称电路，采用一路NMOS+PMOS负载开关去控制另外一路电源通路的PMOS管；另一路NMOS+PMOS负载开关去控制一路电源通路的PMOS管，双路电源切换具有优先级，优先使用电压高的电源，且对两路电源均具有防倒灌功能，保护电源前级电路，静态损耗为微安级，电路简单，成本很低，实用性强等优点，但还使用较多的分立元器件。

因此，对于上述问题两路电源切换，使用更少的分立元器件，有必要提出一种超低损耗两路电源切换防倒灌电路。

技术实现要素：

本实用新型目的是克服了现有技术中的不足，在不增加损耗的基础上，使用更少的分立元器件，提出了一种超低损耗两路电源切换防倒灌电路。

为实现上述目的，本实用新型的技术方案如下：

一种超低损耗两路电源切换防倒灌电路，包括第一PMOS管、第二PMOS管、第三PMOS管、第四PMOS管、上拉电阻、偏置电阻、第一路电源和第二路电源，所述上拉电阻包括第一上拉电阻和第二上拉电阻，所述偏置电阻包括第一偏置电阻和第二偏置电阻；

所述第一PMOS管的源极背靠背连接第二PMOS管的源极，所述第一PMOS管的漏极与第一路电源连接，所述第一PMOS管的栅极和第二PMOS管的栅极连接并通过第二上拉电阻与第二路电源连接以及通过第一偏置电阻接地；

所述第三PMOS管的源极背靠背连接第四PMOS管的源极，所述第三PMOS管的漏极与第二路电源连接，所述第三PMOS管的栅极和第四PMOS管的栅极连接并通过第一上拉电阻与第一路电源连接以及通过第二偏置电阻接地；

所述第二PMOS管的漏极和第四PMOS管的漏极连接并输出。

为了进一步实现本实用新型，所述偏置电阻阻值至少大于上拉电阻阻值两个数量级。

为了进一步实现本实用新型，所述第一PMOS管、第二PMOS管、第三PMOS管、第四PMOS管使用同种型号的PMOS管。

为了进一步实现本实用新型，所述第一PMOS管、第二PMOS管、第三PMOS管、第四PMOS管均使用型号为AO3401A的PMOS管。

为了进一步实现本实用新型，所述第一路电源和第二路电源均为直流电源。

一种超低损耗两路电源切换防倒灌电路，包括第一PMOS管、第二PMOS管、第三PMOS管、第四PMOS管、上拉电阻、偏置电阻、第一路电源和第二路电源，所述上拉电阻包括第一上拉电阻和第二上拉电阻，所述偏置电阻包括第一偏置电阻和第二偏置电阻；

所述第一PMOS管的漏极背靠背连接第二PMOS管的漏极，所述第一PMOS管的源极与第一路电源连接，所述第一PMOS管的栅极和第二PMOS管的栅极连接并通过第二上拉电阻与第二路电源连接以及通过第一偏置电阻接地；

所述第三PMOS管的漏极背靠背连接第四PMOS管的漏极，所述第三PMOS管的源极与第二路电源连接，所述第三PMOS管的栅极和第四PMOS管的栅极连接并通过第一上拉电阻与第一路电源连接以及通过第二偏置电阻接地；

所述第二PMOS管的漏极和第四PMOS管的源极连接并输出。

有益效果

双路电源切换电路属于对称电路，两路电源相互之间进行控制，电压高的优先输出，电源无缝切换、两路电源均具有防倒灌功能，可以保护前级电路；具有非常低的损耗，静态电流损耗可低于微安级，使用两组背靠背对接PMOS管，电路简单，成本很低，实用性强；与实用新型专利(一种超低损耗双路电源切换防倒灌电路，申请号为CN201810920908.2)相比，元器件少了2个NMOS管和6个电阻，进一步降低成本，电路损耗相近。

附图说明

图1为本实用新型中实施例一的原理图；

图2为本实用新型中实施例二的原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型作进一步地详细的说明，这些附图均为简化的示意图，仅以示意方式说明本实用新型的基本结构。

实施例一

如图1所示，本实用新型的超低损耗两路电源切换防倒灌电路包括第一PMOS管(V1)、第二PMOS管(V2)、第三PMOS管(V3)、第四PMOS管(V4)、上拉电阻、偏置电阻、第一路电源(Vin1)和第二路电源(Vin2)，其中：

上拉电阻包括第一上拉电阻(R1)和第二上拉电阻(R2)，偏置电阻包括第一偏置电阻(R3)和第二偏置电阻(R4)。

第一PMOS管(V1)的源极背靠背连接第二PMOS管(V2)的源极，第一PMOS管(V1)的漏极与第一路电源(Vin1)连接，第一PMOS管(V1)的栅极和第二PMOS管(V2)的栅极连接并通过第二上拉电阻(R2)与第二路电源(Vin2)连接以及通过第一偏置电阻(R3)接地，第三PMOS管(V3)的源极背靠背连接第四PMOS管(V4)的源极，第三PMOS管(V3)的漏极与第二路电源(Vin2)连接，第三PMOS管(V3)的栅极和第四PMOS管(V4)的栅极连接并通过第一上拉电阻(R1)与第一路电源(Vin1)连接以及通过第二偏置电阻(R4)接地，第二PMOS管(V2)的漏极和第四PMOS管(V4)的漏极连接并输出(Vout12)。

根据不同损耗需求调整上拉电阻、偏置电阻的大小，偏置电阻阻值至少大于上拉电阻阻值两个数量级，满足功耗需求。

第一路电源和第二路电源均为直流电源，电源差要大于PMOS管导通阈值电压绝对值|VGS(th)|、在满足负荷电流的前提下优先选择低阈值导通电压的PMOS管。

该电路静态功耗很低：由于PMOS的栅极与源极(沟道)之间有绝缘膜，栅极与源极之间是绝缘的，其栅极与源极的输入阻抗电阻约为10¹²～10¹⁴Ω，PMOS栅极偏置电阻取值可以达到数百MΩ，具体视栅极偏置电阻而定，电流损耗可低于微安级。

4个PMOS管(V1～V4)可以使用同种型号的P沟道MOS管，导通电流大小根据电路要求来定，背靠背对接PMOS管可以选择对管，对管具有相同的参数、对称的双P沟道MOS对管，可以保证温度变化时尽可能保持参数一致性，提高电路的可靠性。组合逻辑控制电路具有双路电源无缝切换、防止倒灌功能。

PMOS管可以选择栅极(D极)与源极(S极)之间的导通电阻为数毫欧的功率管器件，也可以使用多个PMOS管并联进一步降低导通电阻、减少功耗，由两路相同的控制电路组成，每一路控制电路均由PMOS管、电阻组成，第一路电源(如5V充电器)控制第二路电源(如3.7V锂电池)串接的背靠背对接PMOS管(栅极)，第二路电源控制第一路电源串接的背靠背对接PMOS管(栅极)。通过对双路电源的电压选择、比较后，输出不同的电平控制两路背靠背对接PMOS管的一路导通另一路截止，由于PMOS管属于电压器件，PMOS管导通和截止时其电流非常小，可以忽略不计，导通时只损耗很小的电流(微安级)。选用D极与S极之间的导通电阻为数毫欧的PMOS管，可以通过很大电流(数安培)，那么通过PMOS管的压降很小，可以近似为一个理想功率二极管。

采用本实用新型电路进行PCB设计、加工贴片焊接，PMOS管均选用AO3401A，其它元器件型号如图1所示。

进行单路电源静态(无负载)测试，结果如表1所示：

表1图1电路单路电源静态测试

由表1可知，使用Vin1＝4.093V的锂电池供电时，R3＝R4＝10MΩ，静态功耗电流功耗为4.0μA；R3＝R4＝1MΩ，静态功耗电流功耗为0.39μA，另外一个电源接口Vin2电压为0，无倒灌电流存在。

进行两路电源静态测试(无负载)如表2所示：

表2图1电路两路电源静态测试

由表2可知，静态功耗电流功耗为两者之和为9.8μA，PMOS管V1(V2)的VGS＝0.24V，处于截止状态，电源接口Vin1无倒灌电流存在。若PMOS管栅极偏置电阻之间的偏置电阻R3、R4若焊接更大的阻值，其损耗电流将更小。

在表2的测试的基础上，Vout12接上阻抗为6Ω负载得到测试结果如表3所示：

表3图1电路带负载测试

由表3可知，存在两种电源时，高电压接口Vin2优先输出，低电压接口Vin1存在偏置电流，但无倒灌电流存在。

实施例二

如图2所示，与实施例一不同的是，第一PMOS管(V1)的漏极背靠背连接第二PMOS管(V2)的漏极，第一PMOS管(V1)的源极与第一路电源(Vin1)连接，第三PMOS管(V3)的漏极背靠背连接第四PMOS管(V4)的漏极，第三PMOS管(V3)的源极与第二路电源(Vin2)连接，第二PMOS管(V2)的漏极和第四PMOS管(V4)的源极连接并输出(Vout12)，其余与实施例一相同。

采用本实用新型电路进行PCB设计、加工贴片焊接后进行静态(无负载)测试(元器件型号如图2所示)：PMOS管选用AO3401A。测试结果表明：图2电路与图1无异。

以上所述仅为本实用新型的较佳实施方式，本实用新型并不局限于上述实施方式，在实施过程中可能存在局部微小的结构改动，如果对本实用新型的各种改动或变型不脱离本实用新型的精神和范围，且属于本实用新型的权利要求和等同技术范围之内，则本实用新型也意图包含这些改动和变型。