具有过流保护的装置及过流保护方法与流程

本申请涉及集成电路技术领域，具体涉及一种具有过流保护的装置及过流保护方法。

背景技术：

dc-dc转换器能够将不受控制的输入直流电压变化为另一个受控的输出直流电压。采用电流控制的脉宽调制(pwm)的dc-dc变换器是一种常用的转换器，通过调整脉冲宽度，调整输出电压，使用无耗能的器件高效率地产生整流电压输出，包括功率开关、二极管开关、电感与电容等器件。

现有技术中，通常采用一个固定的电感电流峰值电流阈值对电流控制模式的pwm控制的dc-dc转换器的电感电流进行限流保护，以避免电流过大而导致芯片产生过多热能或电感饱和而降低转换效率。此时电感电流会被侦测进环路来作为控制信号，与一个默认的峰值电流值比较，当侦测的电流大于默认峰值电流值时，电感电流降低，达到限电流保护的目的。

并且，在pwm控制的dc-dc转换器，在使用电感电流作为控制信号时，在占空比大于50％情况下会出现次谐波振荡，必须增加一个斜坡补偿信号，以消除环路的次谐波振荡。

斜坡补偿信号可以直接施加在感测的电感电流上进行斜坡补偿。在限电流信号上增加一个随占空比增大而增大的误差值，在电感电流峰值电流阈值保持不变的情况下，这会使得电感电流的实际峰值会随着占空比的增大而变小，导致对电感电流的实际限流峰值发生偏差。

如何在消除次谐波振荡的基础上，对电感电流进行精准的电流限制是目前亟待解决的问题。

技术实现要素：

鉴于此，本申请提供一种具有过流保护的装置及过流保护方法，以解决现有的电感电流的峰值电流不准确的问题。

本发明的技术方案提供一种具有过流保护的装置，包括：dc-dc转换电路，用于进行直流电压的转换，包括电感；过流检测电路，包括：采样模块，耦合至所述dc-dc转换电路，用于采样所述dc-dc转换电路中的电感电流，并根据所述电感电流产生第一电压；参考模块，用于产生周期性变化的第二电压，每个周期内的第二电压在一参考电压的基础上逐渐上升；比较器，所述比较器具有第一输入端和第二输入端，分别耦合至所述输入模块和所述参考模块的输出端，用于将所述第一电压和所述第二电压进行比较，以产生过流检测信号。

可选的，所述采样模块包括：电流采样单元和斜坡补偿单元；所述电流采样单元耦合至所述dc-dc转换电路，用于采样所述电感电流；所述斜坡补偿单元耦合到所述比较器的第一输入端，用于产生斜坡补偿信号，使所述第一电压的变化与所述斜坡补偿信号的补偿斜率相关。

可选的，所述dc-dc转换电路包括：高位开关晶体管、低位开关晶体管、电感器和电容器；所述高位开关晶体管的源极连接至输入电压，漏极连接至所述低位开关晶体管的漏极，所述低位开关晶体管的源极接地；所述电感一端连接至所述高位开关晶体管和所述低位开关晶体管的漏极，另一端作为电压输出端；所述电容器连接于所述电压输出端与地端之间。

可选的，所述斜坡补偿信号的补偿斜率随dc-dc转换单元的电感电流的占空比的增大而增大。

可选的，所述斜坡信号的周期、第二电压的变化周期与所述dc-dc转换电路的电感电流的变化周期同步。

可选的，每个周期内的第二电压变化斜率与所述斜坡补偿信号的补偿斜率相同。

可选的，所述第二电压的变化周期被分为n个区间，每个区间对应的第二电压依次增加，每个区间内的第二电压值保持稳定。

可选的，每个区间的长度相同，相邻区间对应的第二电压的差值相同。

可选的，各个相邻区间对应的第二电压的差值随时间逐渐变大。

可选的，所述参考模块包括：计数器、译码器以及数字-模拟转换器；所述计数器用于在每个周期内形成n位二进制编码，所述译码器用于将所述n位二进制编码译码成n个控制信号，控制所述数字-模拟转换器在一个周期内产生具有2n个区间的第二电压，每个区间对应的第二电压依次增加；其中n为大于等于1的整数。

可选的，所述dc-dc转换电路包括至少一个功率开关晶体管，所述装置还包括：pwm驱动模块，耦合至所述过流检测电路和所述dc-dc转换电路，用于根据所述流检测信号，形成具有一定占空比的开关控制信号，以控制所述至少一个功率开关晶体管。

可选的，所述过流检测电路还包括时钟模块，用于向所述斜坡补偿单元和所述参考模块分别提供周期时钟信号，以保持所述参考模块的第二电压的变化周期、斜坡补偿信号的周期以及电感电流的变化周期同步。

本发明的技术方案还提供一种过流保护方法，包括：采样dc-dc转换电路的电感电流；根据所述电感电流和一斜坡补偿信号产生第一电压，所述第一电压的变化与所述斜坡补偿信号的补偿斜率相关；产生周期性变化的第二电压，每个周期内的第二电压在一参考电压的基础上逐渐上升；将所述第一电压和所述第二电压进行比较，以产生过流检测信号。

可选的，所述补偿斜率随dc-dc转换电路的电感电流的占空比的增大而增大。

可选的，将所述第二电压的变化周期划分为n个区间，使得每个区间对应的第二电压依次增加，且每个区间内的第二电压值保持稳定。

可选的，每个区间的长度相同，相邻区间对应的第二电压的差值相同；或者，各个相邻区间对应的第二电压的差值随时间逐渐变大。

可选的，通过计数器在每个周期内形成n位二进制编码，通过译码器用将所述n位二进制编码译码成n个控制信号，以控制数字-模拟转换器在一个周期内产生具有2n个区间的第二电压，且每个区间对应的第二电压依次增加；其中n为大于等于1的整数。

可选的，所述dc-dc转换电路包括至少一个功率开关晶体管；所述过流保护方法还包括：根据所述流检测信号，形成具有一定占空比的开关控制信号，以控制所述至少一个功率开关晶体管。

可选的，保持所述第二电压的变化周期、斜坡补偿信号的周期以及所述电感电流的变化周期同步。

本发的具有过流保护的装置，包括dc-dc转换电路和过流检测电路，过流检测电路采用周期变化的第二电压作为过流保护的参考电压，消除由于斜坡补偿对于电感电流的实际峰值阈值带来的影响，在任何占空比情况下，均能够保持电感电流的实际峰值的稳定，从而实现对电感电流峰值电流的准确限制。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明一实施例的进行斜坡补偿的电感电流对应的电压信号示意图；

图2为本发明一实施例的具有过流保护的装置的结构示意图；

图3a为本发明一实施例的限流过程的第二电压、第一电压以及斜坡补偿信号的信号波形示意图；

图3b为本发明一实施例的限流过程的第二电压、第一电压以及斜坡补偿信号的信号波形示意图；

图4为本发明一实施例的具有过流保护的装置的结构示意图；

图5为本发明一实施例的具有过流保护的装置的结构示意图；

图6为本发明一实施例的具有过流保护的装置的参考模块的结构示意图；

图7a为本发明一实施例的具有过流保护的装置的参考模块的结构示意图；

图7b为本发明一实施例的第二电压的波形示意图；

图8为本发明一实施例的过流保护方法的流程示意图。

具体实施方式

如背景技术中所述，现有技术中的dc-dc转换器的电感电流的峰值电流不够精准，具体分析请参考图1，图1为进行斜坡补偿的电感电流对应电压的信号示意图。

过流保护采用固定的参考电压vref，斜坡补偿在电感电流对应的电压施加斜率为ma的补偿信号，当电感电流占空比为25％时，在电感电流峰值对应的峰值电压信号上增加补偿量v11，在电感电流占空比为50％时，电流峰值对应的峰值电压信号上增加补偿量为v12，v12>v11，在vref保持一直不变的情况下，导致占空比为50％的实际峰值vp小于占空比为25％时的实际峰值vp，即，在存在斜坡补偿的情况下，电感电流峰值的实际限流峰值大小会随占空比发生变化，导致电感电流的实际限流峰值发生偏差。

为了解决上述问题，发明人提出一种新的具有过流保护的装置及过流保护方法，消除斜坡补偿对实际电流峰值造成的影响。

下面结合附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而非全部实施例。基于本申请中的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。在不冲突的情况下，下述各个实施例及其技术特征可以相互组合。

请参考图2，为本发明一实施例的具有电流保护的装置的结构示意图。

该实施例中，所述装置包括：dc-dc转换电路110、过流检测电路120。

所述dc-dc转换电路110，用于进行直流电压的转换，所述转换不限于升压、降压等直流电压变换中的任意一种,所述dc-dc转换电路110的结构也不限于实现上述任意直流电压变化的转换结构。该实施例中，所述dc-dc转换电路110为降压转换电路，包括高位开关晶体管s2、低位开关晶体管s1、电感器l和电容器cout，彼此耦合工作。所述dc-dc转换电路110用于向负载rout输出电压vout。具体的，所述高位开关晶体管s2的源极连接至输入电压vin，漏极连接至所述低位开关晶体管s1的漏极，s1的源极接地，其中s1为pmos晶体管，s2为nmos晶体管，均为功率开关晶体管，通过栅极控制电压hs_gate和ls_gate分别控制所述高位开关晶体管s2和所述低位开关晶体管s1的导通状态，当高位开关晶体管s2导通，低位开关晶体管s1断开，对电感器l充电，电感电流逐渐升高；当高位开关晶体管s2断开，低位开关晶体管s1导通，对电感器l放电，电感电流逐渐降低，由此电感电流产生周期性的变化，电流上升阶段占整个周期的比例作为占空比。所述电感器l的一端连接至s1和s2的漏极，另一端作为电压输出端vout，所述电容cout连接于所述电压输出端vout与地端之间。

在其他实施例中，所述dc-dc转换电路110可以采用其他电路结构，至少包括一个功率开关晶体管。

所述过流检测电路120包括：采样模块121、参考模块122以及比较器comp。所述采样模块121耦合至所述dc-dc转换电路110，用于采样所述dc-dc转换电路110的电感电流，并根据所述电感电流产生第一电压vcs。所述参考模块122用于产生与峰值电流阈值对应的第二电压vpk，所述第二电压vpk周期性变化，每个周期内的第二电压vpk在一参考电压vref的基础上逐渐上升。该实施例中，所述采样模块121耦合至所述比较器comp的正相输入端，所述参考模块122耦合至所述比较器comp的负输入端，所述比较器comp用于将所述第一电压vcs与第二电压vpk进行比较，输出过流检测信号。

所述装置还包括：pwm驱动模块130，耦合至所述过流检测电路120和所述dc-dc转换电路110，用于根据所述过流检测电路120产生的过流检测信号，形成具有一定占空比的开关控制信号，以控制所述dc-dc转换电路110内的至少一个功率开关晶体管。该实施例中，所述pwm驱动模块130用于根据所述过流检测电路120产生的过流检测信号，根据一定控制逻辑，形成开关控制信号hs_gate和ls_gate，分别控制所述高位开关晶体管s2和低位开关晶体管s1的通断状态，即控制所述电感电流的变化状态，当第一电压vcs达到或超过所述第二电压vpk时，控制所述s2断开，s1开启，使得电感电流下降，始终维持所述第一电压vcs小于等于所述第二电压vpk。

该实施例中，为了避免所述dc-dc转换电路110在电感电流占空比大于50％的情况下所产生的次谐波振荡，所述采样模块121进一步包括斜坡补偿单元1212和电流采样单元1211。所述电流采样单元1211耦合至所述dc-dc转换电路110，用于采样所述电感电流；所述斜坡补偿单元1212耦合到所述比较器comp的正相输入端，用于产生斜坡补偿信号，使所述第一电压vcs的变化与所述斜坡补偿信号的补偿斜率相关。所述斜坡补偿信号为具有一斜坡波形的信号，斜坡的斜率为补偿斜率。随时电流采样单元1211可以采用1：1的比例对电感电流进行采样，也可以将电流电感以一定倍数缩小或放大进行采样。

具体的，该实施例中，所述过流检测电路120仅用于检测电感电流峰值是否超出峰值电流阈值，因此，所述电流采样单元1211耦合至所述高位开关晶体管s2的漏极，用于采样所述高位开关晶体管s2的漏极电流，即电感电流的上升段电流。

在一个实施例中，所述斜坡补偿单元1212用于产生具有一定补偿斜率的斜坡电流，叠加到所述电流采样单元1211获取的采样电流上，使得形成的第一电压vcs由所述采样电流和斜坡补偿电流共同产生。所述采样模块1221包括位于电流流经路径上的电阻，所述采样电流和斜坡补偿电流流经所述电阻，转换为所述第一电压vcs。

在另一实施例中，所述采样电流流经所述电阻产生电压之后，再叠加由斜坡补偿电流产生的斜坡电压，产生随补偿斜率变化的第一电压vcs。在其他实施例中，所述斜坡补偿单元1212还可以用于通过补偿电流，产生具有一定补偿斜率的斜坡电压，将斜坡电压叠加到所述采样电流产生的采样电压上，产生所述第一电压vcs。

所述参考模块122用于产生周期变化的第二电压vpk，所述第二电压vpk可以为梯度变化，或连续变化，变化斜率与所述斜坡补偿信号的补偿斜率一致或接近，使得以第二电压vpk作为阈值控制电压时，对电感器l的采样电流的实际电流峰值在不同占空比情况下均保持稳定。

请参考图3a，为本发明一实施例的限流过程的第二电压vpk、第一电压vcs以及斜坡补偿信号的信号波形示意图。

该实施例中，所述第二电压vpk为周期变化的电压信号，且每个周期内的第二电压vpk在参考电压vref基础上线性升高，具体的，每个周期内的第二电压vpk与斜坡补偿信号具有相同的斜率ma。

以两个不同的占空比d1和d2作为示例，d1<d2，周期为ts。

第一电压vcs包括电感电流产生的电压(实线所示)以及斜坡补偿部分的电压(虚线所示)，在较小的占空比d1情况下，峰值处补偿电压为v31，峰值电流对应的峰值电压vlimit＝vpk-v31＝ma·d1·ts+vref-v31，其中v31＝ma·d1·ts；所以，vlimit＝vref。

在较大的占空比d2情况下，峰值处补偿电压为v32，峰值电流对应的峰值电压vlimit＝vpk-v32＝ma·d2·ts+vref-v32，其中v31＝ma·d2·ts；所以，vlimit＝vref。

因此，该实施例中，不管占空比如何变化，电感电流均具有稳定的峰值电流。通过参考电压vref可以精准的控制电感电流的峰值电流。

请参考图3b，为本发明另一实施例的限流过程的第二电压vpk、第一电压vcs以及斜坡补偿信号的信号波形示意图。

该实施例中，所述第二电压vpk的变化周期被分为n个区间，每个区间对应的第二电压vpk依次增加，每个区间内的第二电压vpk值保持稳定。

该实施例中，周期ts内的每个区间长度相同，均为ts/n，且每个区间对应的第二电压的增加量相同为δv。

在占空比为d1的情况下，峰值处补偿电压为v31，对应至第n个区间，峰值电流对应的峰值电压vlimit＝vpk-v31＝(vref+n·δv)-v31，其中v31＝ma·d1·ts；所以，n·d1取整数即为n，此时vlimit＝vref。

同样，在占空比为d2的情况下，峰值处补偿电压为v32，对应至第n’个区间，n·d1取整数即为n’，此时vlimit＝vref。

因此，电流峰值与占空比无关的恒定值，通过调整vref能够更为准确的设置对电感电流的电流峰值的阈值。

在其他实施例中，对所述周期的划分也可以是非均匀划分，各个区间的时间可以逐渐增大，且相邻区间之间的第二电压的增加量也可以是不均匀的，例如所述增加量可以逐渐增大。

在一些实施例中，所述补偿信号的斜率可以随时间变化，例如斜坡补偿信号的补偿斜率随电感电流的占空比的增大而增大；相应的，相邻区间之间的第二电压的增加量也逐渐增大。

请参考图4，为另一实施例的装置的结构示意图。

在该实施例中，所述过流检测电路120还包括时钟模块123，用于向所述斜坡补偿单元1212和所述参考模块122分别提供周期时钟信号，以保持所述参考模块122的第二电压的变化周期、斜坡补偿单元的补偿信号周期与电感电流的变化周期同步。

请参考图5，为本发明一实施例的具有过流保护的装置的结构示意图。

图5中，示出了所述装置的过流保护电路的采样模块121(请参考图2)的一种具体电路示意图。

该实施例中，所述采样模块121的电流采样单元1211通过电流镜结构，采样所述dc-dc转换电路110的高位开关s2的电流。

具体的，所述电流采样单元1211包括晶体管mp1和mp2构成的第一电流镜、晶体管mn1和mn2构成的第二电流镜，以及晶体管mp4和mp5构成的第三电流镜。所述电流采样单元1211包括一个与所述高位开关晶体管s1相同的晶体管s3，通过所述控制信号hs_gate同步控制s3和s2的导通状态，在s2导通时，s3也同步导通。s3的源极通过一电阻r连接至输入电压vin。所述第一电流镜的mp1和mp2均为pmos晶体管，漏极均连接至电流源ib1，mp2的源极通过一pmos晶体管mp0耦合至输入电压vin,mp2的源极连接至所述s3的源极。mp2的源极连接至pmos晶体管mp3的源极,且mp3的栅极连接至mp1的漏极，mp3的漏极连接至第二电流镜中mn1的漏极，第二电流镜中mn1和mn2的源极接地，mn2的漏极连接至第三电流镜中mp4的漏极。

具体的，当高位开关晶体管s2开启，晶体管s3也开启，s3和s2内流过相同大小的电流，经过第一电流镜、第二电流镜和第三电流镜后，采样电流经过电阻rsense，转变为与采样电流对应的采样电压v0。图5中，仅示出了所述电流采样单元1211的一种电路实现方式，在其他实施例中，本领域技术人员还可以采用其他采样电路以实现所述电流采样单元1211。

所述斜坡补偿单元1212包括连接至电流源ib2与采样电压信号输出端之间的电容c，所述电容c和一开关k并联，通过时钟信号clock控制开关k的通断，从而使得所述电流源ib2对电容c进行周期性的充电，在电容c极板产生具有一定斜率的斜坡电压信号，叠加在采样电压v0上，使得所述电容c端输出第一电压vcs。可以通过调整所述电容c的容值和电流源ib2的大小，调整斜坡信号的斜率。

在其他实施例中，所述采样模块121也可以采用其他电路结构，在此不作限定。

请参考图6，为本发明一实施例的参考模块122的结构示意图。

该实施例中，所述参考模块122包括计数器1221、译码器1222以及数字-模拟转换器1223；所述计数器1221用于根据时钟信号在每个周期内形成n位二进制编码，所述译码器1222用于将所述n位二进制编码译码成n个控制信号，控制所述数字-模拟转换器1223在一个周期内产生具有2ⁿ个区间的第二电压vpk，每个区间对应的第二电压vpk依次增加。

所述数字-模拟转换器1223包括运算放大器amp1，所述运算放大器amp1的一个输入端输入参考电压vref，输出端连接至晶体管m1的栅极，所述晶体管m1的源极串联电阻r1后接地，amp1的另一输入端连接m1的源极，使得m1的源极电压为vref，使得r1所在通路电流稳定为vref/r1，m1连接至一晶体管m2和m3构成的电流镜，将m1的电流vref/r1镜像至晶体管m3,晶体管m3与地端之间依次串联有n个不同大小的电阻，分别为r、2r……2^n-1。晶体管m3的漏极作为第二电压vpk的输出端，所述n个不同大小的电阻均分别与一开关并联，通过控制开关可以调整第二电压vpk输出端与电阻r1之间的阻值，从而控制输出的第二电压vpk的大小。

通过所述译码器1222输出的n个控制信号分别控制各个开关的开关状态，进而输出2ⁿ个不同大小的第二电压对应于一个周期内的2ⁿ个区间，通过调整电阻的大小，可以调节各个区间的第二电压的大小。

请参考图7a，为本发明另一实施例的参考模块122的结构示意图。

该实施例中，所述参考模块122的数字-模拟转换器1223采用r-2r阶梯数模转换器，包括电阻网络以及运算放大器amp2，通过译码器输出的n个控制信号，控制所述电阻网络内各开关的通断状态，输出在一个周期内具有2ⁿ个区间的台阶状的第二电压，每个周期内的第二电压vpk在vref1～vref2范围内变化。

请参考图7b为7a中结构输出的第二电压vpk的波形示意图。

在该实施例中，计数器1221产生的n位二进制编码为(00…0)对应最大电压值vref2，计数器1221产生的n位二进制编码为(1…1)对应最小电压值vref1。

在其他实施例中，所述数字-模拟转换器1223也可以采用其他的结构的dac，例如：倒t形电阻网络dac、权电阻网路dac、权电流型dac等dac中的一种或几种的组合。

上述具有过流保护的dc-dc转换器的过流保护电路中，以变化的第二电压作为电感电流峰值的电流限制的限制条件，消除由于斜坡补偿对于电感电流的实际峰值阈值带来的影响，保持电感电流的实际峰值的稳定，从而实现对电感电流峰值电流的准确限制。

本发明的实施了还提供一种过流保护方法。

请参考图8，为本发明一实施例的过流保护方法的流程示意图。

所述过流保护方法包括如下步骤：

步骤s801:采样dc-dc转换电路的电感电流。

dc-dc转换电路用于进行直流电压的转换，所述转换不限于升压、降压等直流电压变换中的任意一种。在一个实施例中，所述dc-dc转换电路至少包括电感器和功率开关晶体管，彼此耦合工作，具体结构请参考图2。

可以通过采样电路采样所述dc-dc转换电路的电感电流。所述电感电流周期性变化，在一个周期内包括上升阶段和下降阶段，该实施例中，仅采样上升阶段的电感电流。在其他实施例中，也可以采样全周期内的电感电流。可以采用1：1的比例对电感电流进行采样，也可以将电流电感以一定倍数缩小或放大进行采样。

步骤s802:根据所述电感电流及一斜坡补偿信号产生第一电压，所述第一电压的变化与所述斜坡补偿信号的补偿斜率相关。

所述第一电压由电感电流和斜坡补偿信号共同形成。所述斜坡补偿信号为具有一斜坡波形的信号，斜坡的斜率为补偿斜率。

在一个实施例中，所述斜坡补偿信号为斜坡电流，叠加到采样的电感电流上，共同流一电阻，转换为第一电压。在另一实施例中，可以将所述斜坡电流和所述电感电流分别转换为电压信号后，再进行叠加，形成所述第一电压。在另一实施例中，所述斜坡补偿信号可以为斜坡电压，直接叠加到电感电流产生的电压上，形成第一电压。

由于第一电压由所述电感电流和斜坡补偿信号共同产生，因此，第一电压的变化与所述斜坡补偿信号的补偿斜率相关。

步骤s803:产生周期性变化的第二电压，每个周期内的第二电压在一参考电压的基础上逐渐上升。

所述第二电压可以为梯度变化，或连续变化，变化斜率与所述斜坡补偿信号的补偿斜率一致或接近，使得以第二电压vpk作为阈值控制电压时，对电感器的采样电流的实际电流峰值在不同占空比情况下均保持稳定。

所述第二电压的变化周期与所述dc-dc转换电路的电感电流变化周期相同。

在一个实施例中，每个周期内的第二电压在参考电压vref基础上线性升高，且变化斜率与斜坡补偿信号的补偿斜率相同。

在另一实施例中，第二电压的每个变化周期被分为n个区间，每个区间对应的第二电压依次增加，且每个区间内的第二电压值保持稳定。各个区间的长度相同，相邻区间的第二电压的差值也相同。在其他实施例中，对所述周期的划分也可以是非均匀划分，各个区间的时间可以逐渐增大，相邻区间之间的第二电压的差值也可以是不均匀的，例如所述增加量可以逐渐增大。

在一个实施例中，第二电压的每个周期被划分为2ⁿ个区间。通过计数器在每个周期内形成n位二进制编码，通过译码器用将所述n位二进制编码译码成n个控制信号，以控制数字-模拟转换器在一个周期内产生具有2ⁿ个区间的第二电压，且每个区间对应的第二电压依次增加；其中n为大于等于1的整数。

步骤s804:将所述第一电压和所述第二电压进行比较，以产生过流检测信号。

以第二电压作为过流检测的参考电压，由于第一电压的变化随斜坡补偿信号相关，设置在周期内也逐渐上升的第二电压，通过第二电压的变化抵消了斜波补偿信号对电感电流峰值阈值的影响，使得在任何占空比条件下，电感电流的实际电流峰值阈值保持稳定，实现对电感电流峰值的准确限制。

所述dc-dc转换电路包括至少一个功率开关晶体管根据所述流检测信号，形成具有一定占空比的开关控制信号，以控制所述至少一个功率开关晶体管的导通状态。

整个过流保护的过程中，保持所述第二电压的变化周期、斜坡补偿信号的周期以及所述电感电流的变化周期同步。

上述过流保护方法，适用于具有斜坡补偿的dc-dc转换器，在通过斜坡补偿消除高占空比下的次谐波振荡的同时，消除斜坡补偿信号对电感电流的实际峰值电流阈值的影响，在不同占空比下，保持电感电流的峰值电流的稳定。

即，以上所述仅为本申请的实施例，并非因此限制本申请的专利范围，凡是利用本申请说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，例如各实施例之间技术特征的相互结合，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本申请的专利保护范围内。