双三相永磁同步电机弱磁控制的方法及装置与流程

[0001]
本发明涉及电机技术领域，具体地涉及一种双三相永磁同步电机弱磁控制的方法及装置。


背景技术：

[0002]
传统的双三相永磁同步电机弱磁控制时，由于每套三相绕组采用单独的弱磁控制器，弱磁电流即j轴电流给定不同，将会导致两套三相绕组的电流不平衡；并且由于逆变器的非线性和电机的非正弦反电势产生的五次和七次谐波电压，导致传统弱磁控制时的电压反馈中含有六次谐波电压，进而在dq坐标系中产生六次谐波电流，引起电流thd和功率损耗的恶化。
[0003]
本发明可以消除双三相永磁同步电机在弱磁控制时反馈电压中六次谐波电压，进而消除弱磁电流六次谐波。在降低电流不平衡度和谐波电流方面优于传统的弱磁控制。


技术实现要素：

[0004]
本发明实施例的目的是提供一种双三相永磁同步电机弱磁控制的方法及装置。为了实现上述目的，本发明第一方面提供一种双三相永磁同步电机弱磁控制的方法，包括：
[0005]
采集双三相永磁同步电机的六相定子电流；
[0006]
将六相定子电流通过空间解耦变换到三个子平面，以变换为子平面电流；
[0007]
将子平面电流进行旋转变换得到第一坐标系反馈电流和第二坐标系反馈电流；
[0008]
将第一坐标系给定电流与第一坐标系反馈电流的差值输入到第一调节器，以计算出第一给定电压和第二给定电压，将第二坐标系给定电流与第二坐标系反馈电流的差值输入到第二调节器，以计算出第三给定电压和第四给定电压；
[0009]
第一坐标系给定电流包括第一坐标系d轴给定电流i
d*
和第一坐标系q轴给定电流i
q*
，其中第一坐标系d轴给定电流i
d*
通过弱磁控制器给定，弱磁控制器的反馈电压v
m
通过第一给定电压和第二给定电压得到；
[0010]
将第一给定电压和第二给定电压经过矢量控制t
park
反变换以得到第五给定电压和第六给定电压、第三给定电压和第四给定电压通过矢量控制t
dqz
反变换得到第七给定电压和第八给定电压；
[0011]
将第五给定电压、第六给定电压、第七给定电压、第八给定电压进行空间解耦逆变换以得到双三相永磁同步电机各相电压给定值参数；
[0012]
根据双三相永磁同步电机各相电压给定值参数使用pwm调制来驱动逆变器的开关器件。
[0013]
可选地，六相定子电流通过空间解耦变换到三个子平面，包括：空间解耦变换矩阵为公式(1)；
[0014][0015]
其中，[t6]是空间解耦变换矩阵。
[0016]
可选地，三个子平面分别为基波子平面、谐波子平面和第二谐波子平面；子平面电流包括基波子平面电流i
α
、i
β
，谐波子平面电流i
z1
、i
z2
，和第二谐波子平面电流i
o1
、i
o2
。
[0017]
可选地，第一坐标系q轴给定电流i
q*
由转矩电流指令i
qcmd*
通过电流限幅器得到。
[0018]
可选地，弱磁控制器的反馈电压v
m
根据以下公式(2)得到：
[0019][0020]
其中v
m
为弱磁控制器的反馈电压，v
d*
是第一给定电压，v
q*
是第二给定电压。
[0021]
可选地，第二坐标系给定电流给定值i
dz*
和i
qz*
均为0。
[0022]
可选地，基波子平面电流i
α
、i
β
以及谐波子平面电流i
z1
、i
z2
进行旋转变换得到坐标系反馈电流，其中：基波子平面电流i
α
、i
β
经过公式(3)定义的t
park
变换为第一坐标系反馈电流i
d
、i
q
；谐波子平面电流i
z1
、i
z2
经过公式(4)定义的t
dqz
变换为第二坐标系反馈电流i
dz
、i
qz
；
[0023][0024][0025]
其中，θ
e
为转子电角度，f
d
、f
q
为双三相永磁同步电机第一坐标系下基波子平面中的分量，f
dz
、f
qz
为双三相永磁同步电机第二坐标系下谐波子平面中的分量，f
α
、f
β
为双三相永磁同步电机基波子平面中的分量，f
z1
和f
z2
为谐波子平面中的分量。
[0026]
可选地，将第一坐标系给定电流与第一坐标系反馈电流做差通过第一调节器计算得到给定第一电压和给定第二电压，第二坐标系给定电流与第二坐标系反馈电流做差通过第二调节器计算得到第三给定电压和第四给定电压包括：
[0027]
将第二坐标系给定电流和第二坐标反馈电流之差通过公式(5)定义的第二调节器调节得到第三给定电压和第四给定电压；
[0028][0029]
其中，g
pr6
(s)为第二调节器，k
p
和k
i
分别为第二调节器的比例系数和谐振系数，ω
c
为截止频率，ω6为谐振频，其为电机基波电频率的六倍。
[0030]
可选地，第五给定电压、第六给定电压、第七给定电压、第八给定电压进行空间解耦逆变换，得到双三相永磁同步电机各相电压给定值参数，还包括：
[0031]
第二谐波子平面提供的给定电压为零序电压，其参考值为0。
[0032]
本发明第二方面提供一种双三相永磁同步电机弱磁控制的装置，包括：
[0033]
被配置成执行上述任意一项的用于双三相永磁同步电机弱磁控制的方法。
[0034]
本发明可以消除双三相永磁同步电机在弱磁控制时反馈电压中六次谐波电压，进而消除弱磁电流六次谐波。与传统双三相弱磁控制相比，本发明在双三相永磁同步电机电流平衡度和谐波电流方面优于传统的弱磁控制。
[0035]
通过上述技术方案，本发明实施例的其它特征和优点将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。
附图说明
[0036]
附图是用来提供对本发明实施例的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与下面的具体实施方式一起用于解释本发明实施例，但并不构成对本发明实施例的限制。在附图中：
[0037]
图1示意性示出了根据本发明实施例的双三相永磁同步电机弱磁控制的方法的流程示意图；
[0038]
图2示意性示出了根据本发明实施例的双三相永磁同步电机弱磁控制的方法的流程示意图；
[0039]
图3示意性示出了根据本发明实施例的双三相永磁同步电机弱磁控制的装置的结构框图；
[0040]
图4a示意性示出了传统弱磁控制时电压反馈和传统弱磁控制时两套dq坐标系电压反馈中的六次谐波电压含量的示意图；
[0041]
图4b示意性示出了传统弱磁控制时d轴电流反馈和传统弱磁控制时d轴电流反馈中的6次谐波电流含量的示意图；
[0042]
图4c示意性示出了传统弱磁控制时q轴电流反馈和传统弱磁控制时q轴电流反馈中的6次谐波电流含量的示意图；
[0043]
图5a示意性示出了弱磁控制时电压反馈和弱磁控制方法在两套dq坐标系中电压反馈中的六次谐波电压含量的示意图；
[0044]
图5b示意性示出了弱磁控制方法d轴电流反馈和弱磁控制方法在j轴电流反馈中的6次谐波电流含量的示意图；
[0045]
图5c示意性示出了弱磁控制方法的q轴电流反馈和弱磁控制方法在q轴电流反馈中的6次谐波电流含量的示意图。
具体实施方式
[0046]
以下结合附图对本发明实施例的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本发明实施例，并不用于限制本发明实施例。
[0047]
图1示意性示出了根据本发明实施例的双三相永磁同步电机弱磁控制的方法的示意图。如图1所示，在本发明一实施例中，提供了一种双三相永磁同步电机弱磁控制的方法，
包括以下步骤：
[0048]
步骤101，采集双三相永磁同步电机的六相定子电流；
[0049]
步骤102，将六相定子电流通过空间解耦变换到三个子平面，以变换为子平面电流；
[0050]
采集双三相永磁同步电机的六相定子电流，通过空间解耦变换矩阵，将双三相永磁同步电机的六相定子电流，变换到三个子平面，变换成子平面电流。
[0051]
在一个实施例中，六相定子电流通过空间解耦变换到三个子平面，包括：空间解耦变换矩阵为公式(1)；
[0052][0053]
其中，[t6]是空间解耦变换矩阵。
[0054]
双三相永磁同步电机的六相定子电流通过上述公式(1)进行变换，变换到三个子平面，以变换成子平面电流。
[0055]
在一个实施例中，三个子平面分别为基波子平面、谐波子平面和第二谐波子平面；子平面电流包括基波子平面电流i
α
、i
β
，谐波子平面电流i
z1
、i
z2
和第二谐波子平面电流i
o1
、i
o2
。
[0056]
基波子平面为α-β子平面，谐波子平面为z
1-z2子平面，第二谐波子平面为o
1-o2子平面。采集双三相永磁同步电机的六相定子电流，通过空间解耦变换矩阵公式(1)，将双三相永磁同步电机的六相定子电流，变换到α-β子平面、z
1-z2子平面和o
1-o2子平面三个子平面以形成子平面电流，其中α-β子平面电流为i
α
、i
β
，z
1-z2子平面电流为i
z1
、i
z2
，o
1-o2子平面电流为i
o1
、i
o2
。
[0057]
双三相永磁同步电机的六相定子电流通过空间解耦变换矩阵公式(1)，变换到三个平面，分别为α-β子平面电流：i
α
、i
β
；z
1-z2子平面电流：i
z1
、i
z2
；由于双三相永磁同步电机的两套绕组中性点隔离，所以o
1-o2子平面无电流。
[0058]
步骤103，将子平面电流进行旋转变换得第一坐标系反馈电流和第二坐标系反馈电流；
[0059]
双三相永磁同步电机的六相定子电流通过空间解耦变换矩阵公式(1)，变换到三个平面，分别为α-β子平面电流：i
α
、i
β
；z
1-z2子平面电流：i
z1
、i
z2
，将变换后的子平面电流i
α
、i
β
旋转变换得到第一坐标系反馈电流，将子平面电流i
z1
、i
z2
旋转变换得到第二坐标系反馈电流，第一坐标系为dq坐标系，第二坐标系为dqz坐标系。将子平面电流进行旋转变换得到dq坐标系反馈电流和dqz坐标系反馈电流。
[0060]
在一个实施例中，基波子平面电流i
α
、i
β
以及谐波子平面电流i
z1
、i
z2
进行旋转变换得到坐标系反馈电流，其中：基波子平面电流i
α
、i
β
经过公式(3)定义的t
park
变换为第一坐标系反馈电流i
d
、i
q
；谐波子平面电流i
z1
、i
z2
经过公式(4)定义的t
dqz
变换为第二坐标系反馈电流i
dz
、i
qz
；
[0061][0062][0063]
其中θ
e
为转子电角度，f
d
、f
q
为双三相永磁同步电机第一坐标系下基波子平面中的分量，f
dz
、f
qz
为双三相永磁同步电机第二坐标系下谐波子平面中的分量，f
α
、f
β
为双三相永磁同步电机基波子平面中的分量，f
z1
和f
z2
为谐波子平面中的分量。
[0064]
α-β子平面电流i
α
、i
β
经过公式(3)t
park
变换为dq坐标系反馈电流i
d
、i
q
，z
1-z2子平面电流i
z1
、i
z2
经过公式(4)t
dqz
变换为dqz坐标系反馈电流i
dz
、i
qz
。公式(3)中θ
e
为转子电角度，f
d
、f
q
为双三相永磁同步电机dq坐标系下α-β子平面中的分量，f
α
、f
β
为双三相永磁同步电机α-β子平面中的分量，公式(4)中θ
e
为转子电角度，f
dz
、f
qz
为双三相永磁同步电机dqz坐标系下z
1-z2子平面的分量，f
z1
和f
z2
为z
1-z2子平面中的分量。
[0065]
步骤104，将第一坐标系给定电流与第一坐标系反馈电流的差值输入到第一调节器，以计算出第一给定电压和第二给定电压，将第二坐标系给定电流与第二坐标系反馈电流的差值输入到第二调节器，以计算出第三给定电压和第四给定电压。
[0066]
第一调节器可以是比例积分调节器，第二调节器可以是比例谐振调节器。将dq坐标系给定电流与dq坐标系反馈电流做差通过比例积分调节器计算得到第一给定电压和第二给定电压。其中，第一给定电压为第二给定电压为dqz坐标系给定电流与dqz坐标系反馈电流做差通过比例谐振调节器计算得到第三给定电压和第四给定电压，其中第三给定电压为第四给定电压为
[0067]
在一个实施例中，将第一坐标系给定电流与第一坐标系反馈电流做差通过第一调节器计算得到给定第一电压和给定第二电压，第二坐标系给定电流与第二坐标系反馈电流做差通过第二调节器计算得到第三给定电压和第四给定电压包括：将第二坐标系给定电流和第二坐标系反馈电流通过公式(5)定义的第二调节器调节得到第三给定电压和第四给定电压；
[0068][0069]
其中，g
pr6
(s)为第二调节器，k
p
和k
i
分别为第二调节器的比例系数和谐振系数，ω
c
为截止频率，ω6为谐振频，其为电机基波电频率的六倍。
[0070]
dq坐标系给定电流和dq坐标系反馈电流做差通过比例积分调节器计算得到第一给定电压和第二给定电压dqz坐标系给定电流与dqz坐标系反馈电流做差通过比例谐振调节器计算得到第三给定电压和第四给定电压其中比例谐振控制器为g
pr6
(s)，表达式为：
[0071][0072]
其中k
p
和k
i
分别为比例谐振控制器的比例系数和谐振系数，ω
c
为截止频率，ω6为谐振频率，其等于电机基波电频率的六倍频，比例谐振控制器在其谐振点增益最大并且相位无滞后，可以根据电机频率对谐振点进行实时调整。
[0073]
步骤105，第一坐标系给定电流包括第一坐标系d轴给定电流i
d*
和第一坐标系q轴给定电流i
q*
，其中第一坐标系d轴给定电流i
d*
通过弱磁控制器给定，弱磁控制器的反馈电压v
m
通过第一给定电压和第二给定电压得到。
[0074]
在一个实施例中，第一坐标系q轴给定电流i
q*
由转矩电流指令i
qcmd*
通过电流限幅器得到。
[0075]
在一个实施例中，弱磁控制器的反馈电压v
m
根据以下公式(2)得到：
[0076][0077]
其中v
m
为弱磁控制器的反馈电压，v
d*
是第一给定电压，v
q*
是第二给定电压。
[0078]
在一个实施例中，第二坐标系给定电流给定值i
dz*
和i
qz*
均为0。
[0079]
dq坐标系给定电流包括d轴给定电流i
d*
和q轴给定电流i
q*
，q轴给定电流i
q*
，由转矩电流指令i
qcmd*
通过电流限幅器得到。d轴给定电流i
d*
通过弱磁控制器得到，弱磁控制中的电压反馈是采用α-β子平面的第一给定电压和第二给定电压反馈电压v
m
通过将α-β子平面的第一给定电压和第二给定电压通过公式(2)得到。dqz坐标系给定电流i
dz*
和i
qz*
均为0，在传统双三相永磁同步电机弱磁控制的方法中，每套三相绕组采用单独的弱磁控制器，分别采用各自三相绕组α-β坐标系的电压反馈，弱磁电流可能不同，且其含有五次、七次谐波电压，同时，同一转矩电流指令i
qcmd*
通过两个不同电流限幅器，最终可能产生不同的q轴电流给定。因此，传统双三相永磁同步电机弱磁控制的方法存在电流不平衡和电流谐波的缺点。
[0080]
在一个实施例中，第一坐标系给定电流d轴给定值i
d*
由弱磁控制得到，第一坐标系q轴给定电流i
q*
由转矩电流指令i
qcmd*
通过电流限幅器得到；第二坐标系给定电流给定值i
dz*
和i
qz*
均为0。
[0081]
在传统双三相永磁同步电机弱磁控制的方法中，两套三相电机绕组的dq坐标系给定弱磁电流分别通过两个独立的弱磁控制器获得，但在本发明实施例中，两套三相电机绕组的dq坐标系给定弱磁电流均由通过在α-β子平面dq坐标系下通过弱磁控制得到的。
[0082]
步骤106，将第一给定电压、第二给定电压、第三给定电压、第四给定电压通过矢量控制反t
park
变换以及反t
dqz
变换得到第五给定电压、第六给定电压、第七给定电压、第八给定电压。
[0083]
将第一给定电压和第二给定电压通过矢量控制反t
park
变换得到第五给定电压和第六给定电压将第三给定电压和第四给定电压通过反t
dqz
变换得到第七给定电压和第八给定电压
[0084]
步骤107，将第五给定电压、第六给定电压、第七给定电压、第八给定电压进行空间
解耦逆变换得到双三相永磁同步电机各相电压给定值参数；
[0085]
将第五给定电压第六给定电压第七给定电压和第八给定电压进行空间解耦逆变换得到双三相永磁同步电机各相电压给定值参数。空间解耦逆变换为空间解耦变换公式(1)矩阵的逆矩阵变换。
[0086]
在一个实施例中，第五给定电压、第六给定电压、第七给定电压、第八给定电压进行空间解耦逆变换，得到双三相永磁同步电机各相电压给定值参数，还包括：
[0087]
第二谐波子平面提供的给定电压为零序电压，其参考值为0。
[0088]
将第五给定电压第六给定电压第七给定电压和第八给定电压进行空间解耦逆变换得到双三相永磁同步电机各相电压给定值参数，空间解耦逆变换为空间解耦变换公式(1)矩阵的逆矩阵变换，给定电压还包括o
1-o2子平面的给定电压，由于o
1-o2子平面的给定电压为零序电压，所以o
1-o2子平面的电压参考值0，v
o1*
＝v
o2*
＝0。
[0089]
步骤108，双三相永磁同步电机各相电压给定值参数经过pwm调制技术来驱动逆变器的开关器件。
[0090]
双三相永磁同步电机各相电压给定值参数分别为双三相永磁同步电机各相电压给定值参数分别为
[0091]
在一个实施例中，如图2所示，为基于空间矢量解耦的双三相永磁同步电机弱磁控制的流程图。
[0092]
基于矢量空间解耦理论，将双三相永磁同步电机映射到一个六维平面中。分别为α-β子平面、z
1-z2子平面和o
1-o2子平面。采集双三相永磁同步电机的六相定子电流i
a
、i
b
、i
c
、i
x
、i
y
、i
z
，经过公式(1)空间解耦变换矩阵[t6]，将六相定子电流i
a
、i
b
、i
c
、i
x
、i
y
、i
z
，变换到三个子平面，以变换为子平面电流，分别为α-β子平面电流i
α
、i
β
，z
1-z2子平面电流i
z1
、i
z2
、o
1-o2子平面电流i
o1
、i
o2
，其中由于双三相永磁同步电机的两套绕组中性点隔离，故o
1-o2子平面无电流。其中，公式(1)为：
[0093][0094]
电机定子电流中基波及12k
±
1(k＝1，2，3
…
)次谐波分布在α-β子平面，6k
±
1(k＝1，3，5
…
)次谐波分布在z
1-z2子平面，6k
±
3(k＝1，3，5
…
)次谐波分布在o
1-o2子平面。由于五次谐波和七次谐波被映射到z
1-z2子平面而不是α-β子平面，根据这一特性可将α-β子平面电压用于双三相永磁电机的弱磁控制中的电压反馈。
[0095]
α-β子平面电流i
α
、i
β
通过公式(3)t
park
变换到dq坐标系，得到dq坐标系反馈电流i
d
、i
q
，z
1-z2子平面电流i
z1
、i
z2
通过公式(4)t
dqz
变换到dqz坐标系，得到dqz坐标系反馈电流
i
dz
、i
qz
。其中，公式(3)和公式(4)为：
[0096][0097][0098]
具体地其中θ
e
为转子电角度，f
d
、f
q
为双三相永磁同步电机dq坐标系下α-β子平面中的分量，f
dz
、f
qz
为双三相永磁同步电机dqz坐标系下z
1-z2子平面中的分量，f
α
、f
β
为双三相永磁同步电机α-β子平面中的分量，f
z1
和f
z2
为z
1-z2子平面中的分量。f可以是定子电阻r
s
，定子电压v，定子电流i，定子磁链ψ
s
或者永磁磁链ψ
f
。
[0099]
dq坐标系给定电流i
d*
是通过弱磁控制得到的，第一坐标系q轴给定电流i
q*
由转矩电流指令i
qcmd*
通过电流限幅器得到，dqz坐标系给定电流i
dz*
和i
qz*
均为0。将dq坐标系给定电流i
d*
和i
q*
与dq坐标系反馈电流i
d
、i
q
做差通过比例积分调节器计算得到给定电压和给定电压将dqz坐标系给定电流与dqz坐标系反馈电流做差通过公式(5)比例谐振调节器计算得到给定电压和给定电压其中公式(5)比例谐振调节器为g
pr6
(s)，其表达式为：
[0100][0101]
其中k
p
和k
i
分别为比例谐振控制器的比例系数和谐振系数，ω
c
为截止频率，ω6为谐振频率，其等于电机基波电频率的六倍频，比例谐振控制器在其谐振点增益最大并且相位无滞后，可以根据电机频率对谐振点进行实时调整。
[0102]
图2左侧示出部分为弱磁控制器，dq坐标系给定电流i
d*
是通过弱磁控制得到的，dq坐标系给定电流i
q*
由转矩电流指令i
qcmd*
通过电流限幅器得到。在dq坐标系下，α-β子平面的输出电压v
d*
、v
q*
幅值反馈电压幅值为d轴电流给定值i
d*
由电压限幅值v
m*
与输出电压v
m
的差值经过比例积分控制器调节得到，当输出电压v
m
小于v
m*
时，i
d*
＝0；当输出电压v
m
大于v
m*
时，i
d*
＜0。q轴电流给定值i
q*
由转矩电流指令i
qcmd*
通过电流限幅器得到，限幅值由电流最大值i
max
的平方减去d轴电流给定值i
d*
的平方开根号得到。具体地
[0103]
将得到的给定电压和给定电压通过公式(3)t
park
的反变换得到给定电压和给定电压将得到的给定电压和给定电压通过公式(4)t
dqz
的反变换得到给定电压和给定电压由于双三相永磁同步电机的两套绕组中性点隔离，故o
1-o2子平面的电压参考值为v
o1*
＝v
o2*
＝0。
[0104]
将得到的给定电压v
o1*
、v
o2*
、经过公式(1)空间解耦变换矩阵[t6]的反变换得到双三相永磁同步电机各相电压的参考值]的反变换得到双三相永磁同步电机各相电压的参考值
经过pwm调制技术来驱动逆变器的开关器件。
[0105]
图4a示意性示出了传统弱磁控制时电压反馈和传统弱磁控制时两套dq坐标系电压反馈中的六次谐波电压含量的示意图。
[0106]
图4b示意性示出了传统弱磁控制时d轴电流反馈和传统弱磁控制时d轴电流反馈中的6次谐波电流含量的示意图。
[0107]
图4c示意性示出了传统弱磁控制时q轴电流反馈和传统弱磁控制时q轴电流反馈中的6次谐波电流含量的示意图。
[0108]
图5a示意性示出了弱磁控制时电压反馈和弱磁控制方法在两套dq坐标系中电压反馈中的六次谐波电压含量的示意图。
[0109]
图5b示意性示出了弱磁控制方法d轴电流反馈和弱磁控制方法在d轴电流反馈中的6次谐波电流含量的示意图。
[0110]
图5c示意性示出了弱磁控制方法的q轴电流反馈和弱磁控制方法在q轴电流反馈中的6次谐波电流含量的示意图。
[0111]
本发明的实施例与现有技术相比具有以下优点：
[0112]
第一条优点：为了对比传统弱磁控制方法与所提出的弱磁控制方法的优劣性，实验结果分别如图4和图5所示。输出反馈电压的大小如图4(a)和图5(a)所示。结果表明，图5(a)中的六次谐波电压低于图4(a)。因此，在考虑谐波电压和逆变器非线性的情况下，线性pwm运行时预留电压的裕度可以更小，从而提高最大输出电压基准值和功率容量。
[0113]
第二条优点：图4(b)和图5(b)给出了d轴电流和相应的fft分析，与图4(b)相比，图5(b)中i
d1
和i
d2
中的6次谐波可以忽略不计。i
d1
和i
d2
的平均值是一样的，而图4(b)的i
d1
和i
d2
平均值不相等，出现电流不平衡的现象。图5(c)所示为i
q1
和i
q2
，两者基本相同，因此本发明所提出的按空间矢量解耦的弱磁控制对于两套三相绕组的电流平衡度良好。
[0114]
因此，在抑制电流不平衡度和抑制dq轴六次谐波电流方面，本发明所提出的弱磁控制方法优于双三相永磁同步电机的传统弱磁控制。
[0115]
在一个实施例中，如图3所示，提供了一种双三相永磁同步电机弱磁控制的装置，被配置成执行上述任意一项实施例中的用于双三相永磁同步电机弱磁控制的方法。
[0116]
具体的，双三相永磁同步电机弱磁控制的装置为双三相永磁同步电机。双三相永磁同步电机的转子为永磁体，定子绕组由两套y型连接，分别为a、b、c相和x、y、z相；
[0117]
定子绕组的两套三相绕组空间上相差30
°
电角度，每套绕组由一组三相两电平逆变器供电，逆变器开关器件为igbt。
[0118]
由于基波分量被投影到α-β子平面上，逆变器的输出电压大部分来自α-β子平面中的基波分量，可用于弱磁控制中的电压反馈。由于α-β子平面无5次和7次谐波，更加有利于弱磁参考电流的产生。同时，两套绕组相同的弱磁电流产生的q轴电流也相同，因此双三相永磁同步电机两套三相绕组的电流自然平衡。