一种复合转子无刷双馈电机及其机械偏移角度的确定方法

本发明涉及磁场调制电机领域，具体是一种复合转子无刷双馈电机及其机械偏移角度的确定方法。

背景技术：

19世纪60年代后期，随着电力的广泛应用，人类开始步入电气化时代。在150多年的发展历程中，经济而可靠的电力极大地改善着人们生活的方方面面。如今电气化水平已经成为衡量一个国家和地区经济社会发展程度的重要指标。电气化与经济发展水平、能源平衡结构、生产技术进步、居民文化程度等因素密切相关。面对环境问题的日益突出和能源危机的不断加剧，大力实施清洁电能替代，降低电力、工业、建筑等部门的能源消耗和污染物排放，推动包括道路运输、水路运输和航空运输在内的交通电气化具有重要的战略意义和现实意义。电机是通过电磁场耦合完成机电能量转换的装置，在实际生产和生活中，电机承担绝大部分电能的产生和消耗，因而在电气化进程中扮演重要角色。

应用需求的多样化和精细化对电机的多样性提出了更高的要求。就电气性能而言，相比传统交流电机中的感应电机和电励磁同步电机，无刷双馈电机具有高效、高功率密度、宽调速范围的优点。其中，采用转子调制方式衍生的调制式无刷双馈电机，包括如短路线圈转子无刷双馈感应电机和凸极磁阻/多层磁障转子无刷双馈磁阻电机等。而兼具凸极磁阻和短路线圈的复合转子无刷双馈电机，本质上为凸极磁阻转子与嵌套环短路线圈转子结构的结合，旨在利用凸极磁阻和短路线圈的双重凸极性增强转子的磁场转换能力，相比无刷双馈磁阻电机在转矩输出及脉动抑制等方面存在明显的优势。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种复合转子无刷双馈电机及其机械偏移角度的确定方法，无刷双馈电机的凸极磁阻与短路线圈调制器的对称轴不重合，存在的空间机械偏移角度α，形似将短路线圈调制器沿逆时针方向偏移α机械角度后与凸极磁阻调制器组合而成；两种调制器的组合方式异步调制源磁动势分布过程中增加了相应源调制及和调制磁场转换系数，对于调制磁场能够提高基波及有效和调制谐波幅值，然而却削弱部分无效高次调制谐波幅值，从而有效改善无刷双馈电机的调制气隙磁场分布，增强磁场转换能力进而改善负载转矩输出能力，并能一定程度上抑制负载转矩脉动、转矩峰峰值等负面外特性。

本发明的目的可以通过以下技术方案实现：

一种复合转子无刷双馈电机，所述电机包括由内而外设置的复合转子调制器和定子，复合转子调制器和定子之间设有气隙；

所述复合转子调制器包括凸极磁阻调制器和短路线圈调制器；

所述凸极磁阻调制器和短路线圈调制器的对称轴的机械偏移角度α，α≠0；

所述定子包括定子铁心和电枢绕组，电枢绕组包括控制绕组和功率绕组，电枢绕组分布式缠绕在定子铁心上，控制绕组靠近气隙，功率绕组远离气隙。

进一步的，所述复合转子调制器中，凸极磁阻调制器和短路线圈调制器均异步调制由定子绕组建立的源磁动势，凸极磁阻调制器和短路线圈调制器等效主极对数相同，所建立的调制磁动势频谱一致，满足空间叠加的条件。

进一步的，所述复合转子调制器中，凸极磁阻调制器的凸极率为0.45-0.5，短路线圈调制器由2层或3层短路导条嵌套连接组成以保证高效的磁场调制能力。

一种复合转子无刷双馈电机的机械偏移角度的确定方法，凸极磁阻调制器和短路线圈调制器的机械偏移角度α取决于对称分布的复合转子无刷双馈电机与凸极磁阻调制器无刷双馈磁阻电机在负载情形下调制磁场主对极谐波的空间偏移角度，所述机械偏移角度的确定方法具体包括以下步骤：

s1：求解对称分布的复合转子无刷双馈电机调制磁场主对极谐波空间分布角度，并求解与该电机同尺寸参数、但转子为凸极磁阻调制器的无刷双馈磁阻电机调制磁场主对极谐波空间分布角度，进而分别求得磁场谐波空间相位偏移δφ；

s2：重复s1，求解无刷双馈电机铁心不饱和条件下，功率绕组同步速/频率范围内空间相位偏移δφ并取得平均值；

s3：综合考虑转矩外特性，确定复合转子无刷双馈电机两种调制器对称轴偏移角度，并根据转子等效极对数折合为机械偏移角度α；

s4：将短路线圈调制器沿逆时针方向旋转机械偏移角度α以弥补调制磁场主对极谐波空间相位偏差δφ，并与凸极磁阻调制器组成复合转子调制器。

本发明的有益效果：

1、本发明无刷双馈电机的凸极磁阻与短路线圈调制器的对称轴不重合，存在的空间机械偏移角度α，形似将短路线圈调制器沿逆时针方向偏移α机械角度后与凸极磁阻调制器组合而成；

2、本发明无刷双馈电机中两种调制器的组合方式异步调制源磁动势分布过程中增加了相应源调制及和调制磁场转换系数，对于调制磁场能够提高基波及有效和调制谐波幅值，然而却削弱部分无效高次调制谐波幅值，从而有效改善无刷双馈电机的调制气隙磁场分布，增强磁场转换能力进而改善负载转矩输出能力，并能一定程度上抑制负载转矩脉动、转矩峰峰值等负面外特性。

附图说明

下面结合附图对本发明作进一步的说明。

图1是传统对称分布复合转子无刷双馈电机截面图；

图2是本发明非对称复合转子无刷双馈电机截面图；

图3是本发明非对称复合转子调制器的结构示意图；

图4是本发明复合转子调制器结构的嵌套连接结构示意图；

图5是本发明复合转子调制器结构的全部短接结构示意图；

图6是本发明调制谐波空间相位偏移与激励的关系图；

图7是本发明转矩外特性对比图；

图8是本发明调制气隙磁场频谱分布图；

图9是本发明复合转子无刷双馈电机空间相位偏移图；

图10是本发明各次谐波贡献转矩分量示意图；

图11是本发明凸极磁阻转子与复合转子无刷双馈电机起动性能对比图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

一种复合转子无刷双馈电机，由内向外依次包括复合转子调制器1、气隙2和定子3，复合转子调制器1由凸极磁阻11调制器、短路线圈12调制器嵌套组合而成，凸极磁阻11调制器、短路线圈12调制器的对称轴的机械偏移角度为α(α≠0)，均能够异步调制源磁动势分布以产生磁动势谐波分量；所述定子3包括定子铁心31、控制绕组32、功率绕组33；所述分布式控制绕组32及功率绕组33频选范围较窄，作为空间谐波滤波器提取有效的气隙磁通密度谐波分量用于感应生成磁链或电动势，并抑制部分高次无效谐波。电机转子为凸极磁阻11、短路线圈12调制器嵌套组合的复合结构，能够调制源磁动势分布以产生一系列磁动势谐波分量，因此它也被称为调制器。

令控制绕组32主极对数为pc，功率绕组33主极对数为pp，复合转子调制器1等效极对数为nrt/sc，三者满足和调制极对数配合关系。如图1、图2所示，传统对称复合转子无刷双馈电机和非对称复合转子无刷双馈电机的气隙2内调制励磁磁场均包含复合转子调制器1异步调制出谐波次数为2(pc)、4(nrt/sc–pc)、8(nrt/sc+pc)、10(2nrt/sc+pc)、14(2nrt/sc+pc)等多种谐波分量。类似地，气隙2内调制电枢磁场包含复合转子调制器1异步调制出谐波次数为2(nrt/sc–pp)、4(pp)、8(2nrt/sc–pp)、10(nrt/sc+pp)、16(2nrt/sc+pp)等多种谐波分量。两个磁场中极对数、转速对应相等的2、4、8、10次谐波相互作用产生同步转矩分量。但8、10次谐波贡献的转矩分量正负相反，如图10所示，为无效转矩分量或转矩脉动分量。另外，由于复合转子调制器1中短路线圈12的存在，使得该无刷双馈电机能够额外建立两个异步转矩分量，分别来自于控制侧和功率侧，由控制绕组(功率绕组)建立的基波磁场分量与控制绕组(功率绕组)感应到复合转子调制器1中短路线圈12调制器建立的基波磁场分量相互作用产生。

复合转子无刷双馈电机能够利用凸极磁阻11和短路线圈12调制器的双重异步调制增强转子的磁场转换能力，且由于复合转子调制器1中凸极磁阻11的等效极对数nrt与短路线圈12的等效极对数nsc相等，即凸极磁阻11和短路线圈12调制器产生的调制磁动势频谱一致，满足空间叠加的条件。因此，复合转子无刷双馈电机的调制算子理论上为凸极磁阻11和短路线圈12调制算子的线性叠加，如式(1)所示：

m(nrt,nsc,γ)[f(φ,t)]＝m(nrt,εrt)[f(φ,t)]+m(nsc,γ)[f(φ,t)](1)

其中，凸极磁阻11调制后的磁动势表示为：

短路线圈12调制后的磁动势表示为：

其中，f(φ,t)为源磁动势。εrt为凸极磁阻11调制器的凸极率，γ为短路线圈12调制器的跨距，为阻抗角。下标sum和dif分别代表和调制与差调制。cp，csum，cdif为磁场转换系数，能够反映调制器的磁场转换能力或转换效率。

由式(2)可知，经凸极磁阻11调制器和调制与差调制的同阶次谐波幅值对应相等，反映了其较弱的无效高次谐波抑制能力。另一方面，凸极磁阻11调制器的异步磁场调制行为仅能改变调制气隙磁场谐波的幅值，并由对应的磁场转换系数反映，但并不能移动调制气隙磁场谐波的空间相位，即调制气隙磁场谐波与源气隙磁场谐波空间相位保持一致。作为对比，短路线圈12调制器的异步磁场调制行为不仅能够改变调制气隙磁场谐波的幅值，还能移动调制气隙磁场谐波的空间相位，经过短路线圈12调制器异步调制的调制气隙磁场谐波与源气隙磁场谐波空间相位不一致，如式(3)所示。由图9可知，调制气隙磁场谐波存在空间相位偏移δφ，且经短路线圈12调制器调制后的磁场谐波分量滞后于凸极磁阻11调制器调制的磁场谐波分量，即在空间中向左偏移。另外，以调制励磁磁场为例，不仅源主极对数pc谐波分量，和调制nrt/sc–pc对极谐波分量与差调制nrt/sc+pc对极谐波分量同样存在滞后且空间向左偏移的相位差δφ，且如式(3)所示，和调制nrt/sc–pc与差调制nrt/sc+pc对极谐波分量的相位差δφ与源主极对数pc谐波分量的相位差δφ互补。至于空间旋转方向，源主极对数pc谐波分量与差调制nrt/sc+pc对极谐波分量与复合转子调制器1旋转方向相同，和调制nrt/sc–pc对极谐波分量与复合转子调制器1旋转方向相反。由于该无刷双馈电机转矩分量主要由源主极对数谐波及低次和调制谐波贡献，而空间相位偏移δφ的存在将削弱对应的源调制与和调制磁场转换系数，进而降低无刷双馈电机的转矩输出。因此，应尽可能减小空间相位偏移δφ从而提升磁场转换系数，且由于和调制与差调制谐波分量的相位差与源主极对数谐波分量的相位差δφ互补，故只需要考虑源主极对数谐波分量的空间相位偏移δφ即可。

由辅助短路线圈12调制器导致的空间相位偏移δφ与其结构参数即自身的磁场调制能力息息相关，当短路线圈12调制器的结构参数确定后其所能导致的相位偏移也基本确定。另外，空间相位偏移δφ与外部激励条件相关，如图6所示。图6(a)表明在不饱和条件下，结构参数确定的短路线圈12调制器导致的空间相位偏移δφ与外部电流激励幅值大小几乎不相干，而铁心饱和将明显地限制短路线圈12调制器的磁场调制能力进而使其引发的调制气隙谐波空间相位偏移δφ变小。另外，在一定的电流频率或电机转速范围内，空间相位偏移δφ与外部电流激励频率近乎呈现线性正相关，但变化范围并不明显。然而，当超过一定的频率范围后，较高的损耗将同样明显地限制短路线圈12调制器的磁场调制能力进而使其引发的空间相位偏移δφ变小，如图6(b)所示。

综合上述分析，本发明复合转子无刷双馈电机由凸极磁阻11和短路线圈12调制器非对称嵌套组合而成，两种调制器对称轴的机械偏移角度α取决于传统对称分布的复合转子无刷双馈电机与凸极磁阻调制器无刷双馈磁阻电机在负载情形下调制磁场主对极谐波的空间偏移角度，具体求解方式如下。以4/2对极复合转子无刷双馈电机为例，首先求解该电机调制磁场源主极对数(2对极)谐波分量的空间分布角度，随后求解与该电机同尺寸参数、但转子为凸极磁阻的无刷双馈磁阻电机调制磁场源主极对数谐波分量的空间分布角度，进而分别求得空间相位偏移δφ。另外，在电机铁心不饱和条件下取一定频率范围内空间相位偏移δφ的平均值，并作为两种调制器对称轴的偏移角度。最终综合考虑转矩外特性，4/2对极复合转子无刷双馈电机两种调制器对称轴偏移角度最优值为7.2deg电角度，考虑到该无刷双馈电机转子等效极对数为6，故偏移角度α最优值可转化为1.2deg机械角度。由于短路线圈12调制器导致的空间相位偏移滞后于源气隙谐波空间相位分布，故应令短路线圈12调制器沿逆时针方向偏移α机械角度以弥补空间相位偏差δφ。另外，参数优化过程表明凸极磁阻11调制器的凸极率为0.45-0.5；短路线圈12调制器如图4、图5所示，由2层或3层短路导条嵌套组成时具备比串联、混联等连接方式更优的电磁特性，且其中内层短路导条跨距γ2应大于0.8以保证高效的磁场调制能力。值得注意的是，在本发明仅以常见的4/2对极复合转子无刷双馈电机为例，验证了上述分析的可行性。当复合转子无刷双馈电机定转子极对数配合，或者短路线圈12调制器的结构参数、连接方式等变化时，凸极磁阻11与短路线圈12调制器最优对称轴机械偏移角度α可能发生变化，但其分析的思路不变。

表14/2对极复合转子无刷双馈电机空间相位偏移及转矩贡献对比

结合表1，与图7-图11可知，本发明非对称复合转子调制器1能够有效缩小空间相位偏移δφ进而改善无刷双馈电机的调制气隙磁场分布及转矩输出特性，并以顺时针偏移短路线圈12调制器机械角度α的无刷双馈电机为参照，验证了该非对称复合转子调制器1的有效性。由表1知，pc对极谐波空间相位偏移δφ由传统对称分布无刷双馈电机的7.23deg电角度变为0.09deg电角度；pc对极幅值提升并不明显，约为4.16％，但pc对极谐波贡献的转矩分量提升约为23.72％；以控制绕组32激励负载情形为例，该非对称复合转子调制器1使得平均转矩提升了9.83％，转矩峰峰值下降了12.38％，同时转矩脉动降低了20.26％，即在增加转矩输出的条件下，能够一定程度上抑制负载转矩脉动、转矩峰峰值等负面因素，具有较好的外特性表现。另外，该非对称复合转子调制器1改变了气隙磁密各次谐波幅值变化，如图8(a)所示：主要包括4(nrt/sc–pc)次谐波幅值提升，反映了和调制磁场转换系数即磁场调制能力的增强；8(nrt/sc+pc)次谐波幅值降低，反映了差调制磁场转换系数即抑制高次谐波能力的增强；类似地，10(2nrt/sc–pc)次谐波幅值增加，反映了高次和调制磁场转换系数即磁场调制能力增强。由图10可知，复合转子调制器1同样使得各次谐波贡献的转矩分量发生相应变化，当转子为凸极磁阻调制器时，单个机械周期内2(pc)、4(nrt/sc–pc)次谐波贡献的转矩分量不断变化，使得整体转矩存在明显的脉动分量；另外，8(nrt/sc+pc)次、10(2nrt/sc–pc)次等高次无效谐波贡献的转矩分量幅值较高且周期内不断变化，加剧了凸极磁阻转子无刷双馈电机的转矩脉动；而该非对称复合转子调制器1在有效地提升2(pc)、4(nrt/sc–pc)次有效谐波贡献的转矩分量外，还能明显地抑制高次无效谐波贡献的转矩脉动分量。除此之外，复合转子调制器1还将影响无刷双馈电机的起动性能。如图11所示，相比短路线圈12调制器，凸极磁阻11调制器起动更快，其起动时间分别为0.003s与0.004s，即复合转子调制器1一定程度上导致了无刷双馈电机起动瞬间的波动，且功率侧电阻负载的变化不影响无刷双馈电机的起动特性。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“示例”、“具体示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。