一种高速多相永磁同步电机低损耗变流系统谐波抑制方法与流程

本发明属于新能源发电与并网技术领域，具体涉及一种高速多相永磁同步电机低损耗变流系统谐波抑制方法。

背景技术：

以永磁体作为转子材料的永磁同步电机，具有控制方便、能量转换效率高、结构简单、体积小、能量密度大等优点，在高速和超高速等高性能能量转换和传动领域具有广泛的应用前景。由于发电机及其驱动系统谐波的存在，造成发电机轴电流过大、齿轮箱点蚀、就发热等一些列问题。大功率发电机组永磁体在高温和过载的条件下极易造成退磁现象，严重影响发电机组的性能。另外，系统谐波也会造成发电机组机械振荡以及发电机组与电网之间的电气振荡，极大影响风电机组的安全稳定运行。为了不断提电机高转速同时减小摩擦发热，高速大功率驱动普遍采用磁悬浮轴承和真空腔体技术。在实现了高能量密度的同时带来了转子散热困难的问题，系统散热和发热控制成为制约大功率高转速驱动产品研发的重要因素。受大电流硅基半导体器件开关频率和碳化硅器件高价格的限制，高速大功率变流器采用变流器并联和igbt并联实现变频调速控制，加之高速永磁电机自身定子电感较小谐波抑制能力较弱等因素，驱动系统内部谐波含量较大，造成大功率发电机组本体发热严重。

为了降低高速大功率电机驱动变流器的设计压力，可以将电机设计成多绕组电机，多绕组之间中性点断开。尤其双绕组移相30°六相电机对电机处在电动与发电频繁切换运行的应用场合，对电机与变流器系统内部的某次谐波具有放大作用，造成谐波抑制控制难度较大，效果不理想。yy接法移相30°双绕组电机绕组间三相相关文献提出谐波抑制算法主要依靠主功率器件igbt的高开关频率来最终实现谐波抑制功能，与大电流igbt低额定开关频率发生矛盾。有些文献提出采用比例谐振控制器进行多相永磁同步电机谐波控制，但是比例谐振控制器带宽窄且存在纯积分环节稳定性差等缺点，对于风力发电这种大功率、宽调速范围、谐波频率变化大的应用场合容易造成系统不稳定，很难实现谐波抑制效果。有些文献提出采用比例谐振控制器进行多相永磁同步电机谐波控制，但是比例谐振控制器带宽窄且存在纯积分环节稳定性差等缺点，对于风力发电这种大功率、宽调速范围、谐波频率变化范围大的应用场合容易造成系统不稳定。pi调节对于谐波这种交流量又不能很好的做到无静差跟踪控制，多次谐波抑制抑制算法中解耦坐标变换对控制系统性能要求高。因此需要对现有控制器进行改进设计，来满足风电系统大功率永磁同步电机驱动系统谐波抑制要求。

技术实现要素：

为了解决上述问题，本发明的目的在于提供一种高速多相永磁同步电机低损耗变流系统谐波抑制方法，实现了驱动系统内多次超限值谐波有效抑制，减少了飞轮电机发热，减小了转矩脉动，减少了转子径向电磁偏振力，降低了永磁同步电机损耗，提高了高速双转子发电机设备安全稳定性能。

本发明是通过以下技术方案来实现：

一种高速多相永磁同步电机低损耗变流系统谐波抑制方法，包括：

s1：根据多相电机绕组的相数计算绕组之间的移相角度，根据多相电机绕组之间的移相角度进行多相电机绕组空间结构设计；根据多相电机绕组之间的移相角度计算多相电机驱动系统变流器调制波移相角度，将得到的多相电机驱动系统变流器调制波移相角度作为多相电机不同变流器之间同相电压实时电角度差值和不同变流器控制系统同相电压调制波实时电角度差值；

s2：根据多相电机同一变流器驱动系统电流实际测量值，分离出基波分量和谐波分量；将参考值“0”与需要抑制的超限值谐波在两相坐标系下分别进行准比例谐振调节，将调节的结果进行3/2坐标变换作为谐波抑制补偿量，然后与基波在旋转坐标系下经过pi调节并进行坐标变换的结果进行叠加，生成变流器驱动系统的调制波；

s3：多相电机变流器桥臂并联数个igbt开关器件，根据开关器件的数量得到载波移相角度，将载波移相角度作为变流器同一桥臂载波之间的电角度差值。

优选地，s1中，多相电机绕组之间的移相角度

多相电机驱动系统变流器调制波移相角度其中，m为电机相数。

优选地，s2中，多相电机同一变流器驱动系统电流实际测量值经过傅里叶分析，分离出基波分量和谐波分量。

优选地，s2中，准比例谐振调节是针对每一次需要抑制补偿的谐波电流进行准比例谐振调节，然后将每一次谐波电流的调节结果分别进行3/2坐标变换生成各次谐波电流补偿的三相电压参考值，然后再将所有谐波电流补偿参考电压值与基波电流参考电压值进行叠加。

进一步优选地，采用准比例谐振调节器进行准比例谐振调节的数学关系传递函数为：

其中，kp为比例系数，kjr为抑制某次谐波的谐振系数，ωjc为抑制某次谐波的截止角频率，ωj为不同谐波对应的谐振频率，ωj＝j*ω0，ω0为基波角频率，j为需要抑制的谐波次数；其中j＝3、5、…、m、…、n，ω0＝dθ1/dt，θ1为电机转子相对于定子a1相绕组实时空间位置角度。

优选地，s2中，变流器驱动系统的调制波为基波调制波与需要抑制的各次谐波电压参考值的实时数值的叠加值，其数学表达式为：

ua、b、c＝ufa1、fb1、fc1+…+uhma1、hmb1、hmc1+…+uhna1、hnb1、hnc1；

其中，ua、b、c为变流器输出三相电压对应控制信号的三相调制波，ufa1、fb1、fc1为变流器输出三相电压对应基波控制信号的三相调制波，uhma1、hmb1、hmc1为变流器输出三相电压对应m次谐波补偿控制信号的三相调制波，uhna1、hnb1、hnc1为变流器输出三相电压对应n次谐波补偿控制信号的三相调制波。

优选地，s3中，载波移相角度γ3＝2π/nt，nt为多相电机变流器桥臂并联igbt的个数。

优选地，s3中，多相电机变流器桥臂串联有保护电感。

进一步优选地，保护电感其中，udc为变流器直流母线电压值；ft为三角载波频率；io为变流器输出电流值；nt为桥臂并联igbt个数；kt为电感修正系数，取值范围1～1.5。

优选地，s3中，载波移相采用spwm生成方法，根据调制波与载波的比较生成桥臂等效的高开关频率电压脉冲波形。

与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：

本发明公开的高速多相永磁同步电机低损耗变流系统谐波抑制方法，从多相电机定子绕组、变流器核心控制算法以及执行电能变换的主功率器件开关频率三个相互耦合影响的方面进行综合解决。首先，根据电机定子绕组之间电磁耦合原理，计算合理的绕组之间移相角度，避免多相电机定子绕组之间相电压电流的过零换向点与相间换向点重合，从而从电机定子绕组角度避免了电动与发电两用电机某次谐波的共振放大情况，使电机本身一定程度上抑制了某次谐波的产生。其次，基于傅里叶分析，分离出基波分量和各次谐波分量，然后通过谐波限值判断环节分离出超限值谐波数学表达式。基于高速永磁同步电机定子磁场定向矢量控制，将基波电流进行d-q旋转坐标变换，通过pi控制生成基波电压参考值。将需要抑制补偿的各次谐波电流进行两相坐标变换，与0参考值进行准比例谐振(q-pr)调节，对各次谐波进行无静差跟踪控制，生成谐波电流补偿参考电压。将基波电流控制电压参考值与谐波电流抑制补偿电压参考值分别进行对应的三相坐标反变换，分别生成基波电流以及谐波电流补偿值的三相电压参考值。然后将基波电流控制三相电压参考值与谐波电流补偿三相电压参考值相叠加，生成总的定子绕组三相电流控制参考值并作为spwm环节的三相电压调制波。最后，对spwm生成环节的载波进行移相控制，生成nt倍与单个igbt开关频率的等效高开关频率高频电压，通过合理的等效开关频率保证谐波抑制算法的有效实施。

本发明软、硬件相结合，简单、实用，避免了多次谐波的复杂解耦计算，对新型双风轮风力发电机系统高速大功率永磁同步电机谐波抑制效果明显；降低了电机发热，提高了高速双转子发电机系统的安全稳定性。

附图说明

图1为本发明的高速多相永磁同步电机绕组之间移相角度设计示意图；

图2为本发明的高速多相永磁同步电机载波移相等效开关频率示意图；

图3为本发明的高速多相永磁同步电机谐波分离、抑制、补偿方法示意图。

具体实施方式

下面以附图和具体实施例对本发明做进一步的详细说明，所述是对本发明的解释而不是限定。

本发明是在高速电机矢量控制的基础上结合傅里叶分析、spwm生成方法实现的。从电机本体定子绕组设计、核心控制算法、igbt的开关频率三方面相进行谐波抑制，软件、硬件相结合实现谐波抑制目标值控制。电机谐波滤波与抑制通常是通过增加电抗器、电容器等设备实现，或者增加电机自身电感值来增加谐波耐受度，在控制算法方面改善调制波波形、提高igbt开关频率使变流器输出波形尽量接近正弦。这些方法都不适合高速大功率电机系统的谐波抑制。

以大功率多相电机为yy-30°型接法六相双绕组永磁同步电机为例对本发明的技术方案进行进一步解释：

如图1所示为六相双绕组移相30°电机电压波形，a1、b1、c1和a2、b2、c2分别为绕组1和绕组2的三相电压波形。同一绕组下三相电压波形的交点为电机三相电流的相间换向点，相电压的过零点为相电流的自然换向点。这些换向点是三相系统谐波的重要来源。图1中绕组2的三相电压相电压过零点与绕组1三相电压中相间强制换向点重合，通过电机定子磁场以及公共直流母线，形成某次谐波的耦合放大通路。当这种yy-30°型接法六相双绕组永磁同步电机用作发电与电动两用电机使用时，谐波抑制控制较为困难，没有文献说明。

依据公式计算得到yy-30°型接法六相双绕组电机的绕组间移相角度为15°，避免了多相电机绕组间电流换向点的重合，抑制了某次谐波的电磁耦合放大。依据公式计算得到双绕组电机驱动变流器调制波的移相角度γ2，这样双绕组电子电压的电角度与空间角度重合，双绕组电流形成和合成磁链接近正弦，减小了电机谐波畸变。

如图2所示，假设同一桥臂由三只igbt并联构成，c1、c2、c3分别为三只并联igbt的载波信号。三个载波信号分别于调制波比较，生成三个pwm方波信号，将这三个方波信号分别作为三只igbt的驱动信号，驱动三只并联的igbt导通与关断。对于这个桥臂来说，三只不同步导通的igbt电压，合成了高于一致导通的开关次数，产生了等效高开关频率，抑制了谐波。

如图3所示，电流反馈值ia1、ib1、ic1经过傅里叶分析，分离出基波电流分量ifa1、ifb1、ifc1与各次谐波电流分量。将各次谐波电流的含量与谐波电流含量参考值k相比较，得到谐波含量超限值主要谐波电流值ihma1、ihmb1、ihmc1，…，ihna1、ihnb1、ihnc1。其中m和n代表超限值谐波的次数，m≥3，且m为正整数。n≥m，且n为正整数。k为百分数，可以根据大功率多绕组驱动系统实际要求进行设置，假设取k＝9％，则电流中谐波含量超过9％的各次谐波将被分别进行抑制与补偿。

下一步将谐波电流值ihma1、ihmb1、ihmc1，…，ihna1、ihnb1、ihnc1分别进行3/2坐标变换，分别得到两相坐标下的谐波电流ihmα1、ihmβ1，…，ihnα1、ihnβ1。

下一步将两相坐标下的谐波电流ihmα1、ihmβ1，…，ihnα1、ihnβ1分别与给定值“0”进行准比例谐振调节。然后将经过准比例谐振调节的结果分别进行3/2坐标反变换，得到各次谐波补偿电压值uhma1、uhmb1、uhmc1，…，uhna1、uhnb1、uhnc1。各次谐波对应的准比例调节传递函数为：

式中，kp为比例系数，kjr为抑制某次谐波的谐振系数，ωjc为抑制某次谐波的截止角频率，ωj为不同谐波对应的谐振频率，ωj＝j*ω0，ω0为基波角频率，j为需要抑制的谐波次数；其中j＝3、5、…、m、…、n，ω0＝dθ1/dt，θ1为电机转子相对于定子a1相绕组实时空间位置角度。

m次电流谐波的准比例谐振调节器传递函数为：

n次电流谐波的准比例谐振调节器传递函数为：

将基波电流分量ifa1、ifb1、ifc1进行d、q旋转坐标变换得到ifd1、ifq1，然后将ifd1、ifq1分别与给定值ifd1^ref、ifq1^ref比较后并分别进行pi调节，将调解结果进行d、q旋转坐标反变换，得到基波电流调节参考电压值ufna1、ufnb1、ufnc1。

下一步将参考电压ufna1、ufnb1、ufnc1分别于对应补偿电压uhma1、uhmb1、uhmc1，…，uhna1、uhnb1、uhnc1进行叠加，得到变流器1三相电压控制调制波ua1、ub1、uc1。

下一步将三相电压控制调制波ua1、ub1、uc1与三角载波进行比较，采用spwm技术生成变流器主变流器件igbt驱动脉冲。根据载波移相技术计算，生成ua1、ub1、uc1对应的三角载波。

根据变流器内部并联开关器件数量nt得到载波移相角度θ2＝2π/nt，即，如果变流器每个桥臂由两个igbt并联承担大电流开关工作，则nt＝2，若三个igbt并联，nt＝3。这样，等效开关频率为单个igbt开关频率的nt倍，进一步降低系统谐波含量。

需要说明的是，以上所述仅为本发明实施方式的一部分，根据本发明所描述的系统所做的等效变化，均包括在本发明的保护范围内。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实例做类似的方式替代，只要不偏离本发明的结构或者超越本权利要求书所定义的范围，均属于本发明的保护范围。