两级式三电平双降压光伏并网逆变器、控制方法及系统

1.本发明涉及逆变器技术领域，具体涉及两级式三电平双降压光伏并网逆变器、控制方法及系统。


背景技术：

2.由于三电平逆变器可以减小输出电压的thd、减小输出滤波器的尺寸以及降低开关管的电压应力，所以在交流调速、ups和光伏并网逆变器中，越来越多的开始应用三电平技术。现有技术一种复合式单相全桥中点箝位三电平并网逆变器电路如图1所示。该电路由1个三电平桥臂和1个两电平桥臂组合而成的，比起两个桥臂都采用三电平而言，其控制简单，容易实现，适合于中小功率场合的单相逆变器。然而，复合式单相全桥中点箝位三电平逆变器电路为桥式结构，同桥臂的开关管均存在桥臂直通的问题，需设置死区时间，而死区的引入会增加并网电流谐波含量，降低了逆变器的电能质量。此外，桥式逆变器开关管体二极管参与了续流，反向恢复损耗高，可靠性较低。
3.双降压式逆变器在同一桥臂的两开关管间引入了防止桥臂直通的滤波电感，具有无需设置死区时间，可靠性高，并网电流总谐波畸变小和并网电能质量高等优点。现有技术一种两电平全桥双降压式并网逆变器拓扑如图2所示。研究表明与半桥降压式并网逆变器相比，两电平全桥双降压式并网逆变器直流电压利用率是半桥双降压式并网逆变器的2倍，且开关管电压应力等于输入电压。然后图2逆变器的输出电压为两电平，存在输出电平少和开关管电压应力高的缺陷；此外双降压式并网逆变器为两个buck电路构成，要应用于高压环境，需要较高的直流输入电压，当太阳能电池输出电压较低时，难以实现逆变器的稳定并网。
4.总之，现有复合式三电平桥式逆变器需要设置死区时间、可靠性较低和两电平双降压式并网逆变器的缺陷。


技术实现要素：

5.本发明所要解决的技术问题是现有技术中复合式三电平桥式逆变器需要设置死区时间、可靠性较低和两电平双降压式并网逆变器的缺陷。本发明目的在于提供两级式三电平双降压光伏并网逆变器、控制方法及系统，解决以上现有复合式三电平桥式逆变器需要设置死区时间、可靠性较低和两电平双降压式并网逆变器的问题。
6.本发明通过下述技术方案实现：
7.第一方面，本发明提供了一种两级式三电平双降压光伏并网逆变器，包括前级boost变换器和后级复合三电平双降压光伏并网逆变器，所述前级boost变换器连接后级复合三电平双降压光伏并网逆变器；
8.所述前级boost变换器包括光伏电池阵列pv、直流侧储能电感l
d
、功率开关管s7、功率二极管d7，所述光伏电池阵列pv作为光伏直流输入电压源v
in
，所述前级boost变换器的输出电压v
cc
作为后级复合三电平双降压光伏并网逆变器的直流电压源；
9.其中：所述直流侧储能电感l
d
的一端连接所述光伏电池阵列pv的正极，所述直流侧储能电感l
d
的另一端连接所述功率二极管d7的阳极，所述功率二极管d7的阴极连接后级复合三电平双降压光伏并网逆变器；所述功率开关管s7并联于光伏电池阵列pv两侧，且所述功率开关管s7的集电极连接所述直流侧储能电感l
d
与功率二极管d7阳极的公共端，所述功率开关管s7的发射极连接所述光伏电池阵列pv的负极；
10.所述后级复合三电平双降压光伏并网逆变器包括直流电压源vcc，所述直流电压源vcc为所述前级boost变换器的输出电压；还包括支撑电容c1、支撑电容c2、功率开关管s1、功率开关管s2、功率开关管s3、功率开关管s4、功率开关管s5、功率开关管s6、功率二极管d1、功率二极管d2、功率二极管d3、功率二极管d4、功率二极管d5、功率二极管d6、滤波电感l
a1
、滤波电感l
a2
、滤波电感l、滤波电容c
f
和电网电压源u
g
；
11.其中，所述支撑电容c1的一端与所述功率二极管d7的负极连接，所述支撑电容c1的另一端与所述支撑电容c2的一端连接，所述支撑电容c2的另一端与所述直流电压源vcc的负极(即所述前级boost变换器的输出负极)连接；
12.所述功率开关管s1的集电极与所述功率二极管d7的阴极连接，所述功率开关管s1的发射极与所述功率二极管d1的阳极连接，所述功率二极管d1的阴极与所述滤波电感l
a1
的一端连接，所述滤波电感l
a1
的另一端与所述功率开关管s2的集电极连接，所述功率开关管s2的发射极与所述功率开关管s3的集电极连接，所述功率开关管s3的发射极与所述功率开关管s4的集电极连接，所述功率开关管s4的发射极与所述直流电压源vcc的负极(即所述前级boost变换器的输出负极)连接；
13.所述功率二极管d6的阳极与所述功率二极管d1的阴极连接，所述功率二极管d6的阴极与所述功率开关管s1的集电极连接；所述功率二极管d5的阳极与所述功率开关管s3的发射极连接，所述功率二极管d5的阴极与所述功率二极管d4的阳极连接，所述功率二极管d4的阴极与所述功率开关管s2的集电极连接；所述功率二极管d4与功率二极管d5的公共端连接所述支撑电容c1与支撑电容c2的公共端；
14.所述功率开关管s5的集电极与所述功率开关管s1的集电极连接，所述功率开关管s5的发射极与所述功率二极管d2的阳极连接，所述功率二极管d2的阴极与所述滤波电感l
a2
的一端连接且均接地；所述滤波电感l
a2
的另一端与所述功率开关管s6的集电极连接，所述功率开关管s6的发射极与所述功率开关管s4的发射极连接；
15.所述滤波电感l的一端与所述功率开关管s2的发射极连接，所述滤波电感l的另一端与所述电网电压源u
g
的一端连接，所述电网电压源u
g
的另一端与所述功率二极管d2的阴极连接；
16.所述滤波电容c
f
的一端与所述功率开关管s2的发射极连接，所述滤波电容c
f
的另一端与所述功率二极管d2的阴极连接；
17.所述功率二极管d3的阳极与所述功率开关管s6的集电极连接，所述功率二极管d3的阴极与所述功率开关管s5的集电极连接。
18.第二方面，本发明还提供了一种两级式三电平双降压光伏并网逆变器的控制方法，该控制方法包括：
19.通过锁相环电路pll获取负载电压u
g
(即电网电压u
g
)的相位角θ，执行程序查询对应正弦表数据sinθ，计算并网电流i
g
的参考信号i
ref
，i
ref
＝i
ref
×
sin(wt+θ)；
20.进行并网电流i
g
与其参考信号i
ref
的比较，获得i
g
与i
ref
比较后的偏差值；
21.根据所述并网电流i
g
与其参考信号i
ref
的偏差值，通过pi调节器得到调制信号u
c
；以及
22.采用单极性双载波spwm调制方法将调制信号u
c
转换为所述逆变器中功率开关管的驱动信号，从而实现所述逆变器的工作模态控制，即实现负载电压u
g
与并网电流i
g
的同相位。
23.进一步地，所述逆变器的工作模态控制包括：
24.当检测到桥臂输出电流i
g
>0，所述功率开关管s1、功率开关管s2和功率开关管s6导通，所述功率开关管s3、功率开关管s4和功率开关管s5关断，则所述前级boost变换器的输出电压v
cc
、支撑电容c1和支撑电容c2形成正向充电回路，对支撑电容c1和支撑电容c2充电；所述功率开关管s1、功率二极管d1、滤波电感l
a1
、功率开关管s2、滤波电容c
f
、滤波电感l
a2
、功率开关管s6和支撑电容c1、支撑电容c2形成正向充电回路，对滤波电容c
f
充电，此时桥臂输出电流i
g
上升；同时，滤波电容c
f
对电网电压源u
g
供电；桥臂输出电压u
ag
＝v
cc
，功率开关管s3和功率开关管s4的电压应力为v
cc
/2。
25.进一步地，所述逆变器的工作模态控制包括：
26.当检测到桥臂输出电流i
g
>0，所述功率开关管s2、功率开关管s3、功率开关管s6导通，所述功率开关管s1、功率开关管s4、功率开关管s5关断，则所述滤波电容c
f
、滤波电感l
a2
、功率开关管s6、支撑电容c2、功率二极管d4和功率开关管s2形成正向放电回路，此时输出端向支撑电容c2回馈能量，桥臂输出电流i
g
下降；同时滤波电容c
f
向电网电压源u
g
供电；桥臂输出电压u
ag
＝v
cc
/2，功率开关管s1的电压应力为v
cc
/2。
27.进一步地，所述逆变器的工作模态控制包括：
28.当检测到桥臂输出电流i
g
>0，所述功率开关管s3、功率开关管s4、功率开关管s6导通，所述功率开关管s1、功率开关管s2、功率开关管s5关断，则所述前级boost变换器的输出电压v
cc
对支撑电容c1与支撑电容c2充电，所述滤波电容c
f
、滤波电感l
a2
、功率开关管s6、功率开关管s4、功率开关管s3形成正向续流回路，桥臂输出电流i
g
进一步下降，桥臂输出电压u
ag
＝+0，功率开关管s1和功率开关管s2的电压应力为v
cc
/2；同时滤波电容c
f
、滤波电感l和电网电压源u
g
构成正向放电，滤波电容c
f
向负载供电。
29.进一步地，所述逆变器的工作模态控制包括：
30.当检测到桥臂输出电流i
g
<0，所述功率开关管s3、功率开关管s4、功率开关管s5导通，所述功率开关管s1、功率开关管s2、功率开关管s6关断，则所述前级boost变换器的输出电压v
cc
对支撑电容c1与支撑电容c2充电，所述滤波电容c
f
、功率开关管s3、功率开关管s4、支撑电容c2、支撑电容c1、功率开关管s5、功率二极管d2形成反向充电回路，桥臂输出电流i
g
反向上升，桥臂输出电压u
ag
＝
‑
v
cc
，功率开关管s1和功率开关管s2的电压应力为v
cc
/2；同时滤波电容c
f
、滤波电感l和电网电压源u
g
构成反向供电；功率开关管s5、功率二极管d2、滤波电感l
a2
和功率二极管d3形成滤波电感l
a2
的续流通路。
31.进一步地，所述逆变器的工作模态控制包括：
32.当检测到桥臂输出电流i
g
<0，所述功率开关管s2、功率开关管s3、功率开关管s5导通，所述功率开关管s1、功率开关管s4、功率开关管s6关断，则所述滤波电容c
f
、功率开关管s3、功率二极管d5、支撑电容c1、功率开关管s5和功率二极管d2形成反向放电回路，桥臂输出
电流i
g
反向下降，同时滤波电容c
f
向电网电压源u
g
供电；桥臂输出电压u
ag
＝
‑
v
cc
/2，功率开关管s1和功率开关管s4的电压应力为v
cc
/2。
33.进一步地，所述逆变器的工作模态控制包括：
34.当检测到桥臂输出电流i
g
<0，所述功率开关管s1、功率开关管s2、功率开关管s5导通，所述功率开关管s3、功率开关管s4、功率开关管s6关断，则所述前级boost变换器的输出电压v
cc
对支撑电容c1与支撑电容c2充电，所述滤波电容c
f
、功率开关管s2、滤波电感l
a1
、功率二极管d6、功率开关管s5、功率二极管d2形成反向续流回路，桥臂输出电流i
g
进一步反向下降，桥臂输出电压u
ag
＝
‑
0，功率开关管s3和功率开关管s4的电压应力为v
cc
/2；同时滤波电容c
f
、滤波电感l和电网电压源u
g
构成反向放电，滤波电容c
f
向电网电压源u
g
供电；所述功率开关管s5、功率二极管d2、滤波电感l
a2
和功率二极管d3形成滤波电感l
a2
的续流通路。
35.第三方面，本发明还提供了一种两级式三电平双降压光伏并网逆变器的控制系统，该系统包括锁相环电路、传感器、计算模块、pi调节器以及单极性双载波调制模块；
36.所述锁相环电路，用于获取负载电压u
g
(即电网电压u
g
)的相位角θ，执行程序查询对应正弦表数据sinθ；
37.所述传感器，用于获取所述负载电流；
38.所述计算模块，用于计算并网电流i
g
的参考信号i
ref
，i
ref
＝i
ref
×
sin(wt+θ)；及进行并网电流i
g
与其参考信号i
ref
的比较，获得i
g
与i
ref
比较后的偏差值；
39.所述pi调节器，用于根据所述并网电流i
g
与其参考信号i
ref
的偏差值，得到调制信号u
c
；
40.所述单极性双载波调制模块，用于将调制信号u
c
与单极性三角波u
r
比较，转换为所述逆变器中功率开关管的驱动信号，并输出控制所述逆变器的功率开关管的开闭，实现负载电压u
g
与并网电流i
g
的同相位。
41.本发明与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：
42.1、本发明一种两级式三电平双降压光伏并网逆变器能实现在较低输入电压下的稳定并网，解决了光伏宽范围变化下单级双降压式并网逆变器难以稳定并网的缺陷；具有较高的电能质量和降低的电压应力。
43.2、本发明与现有复合桥式三电平逆变器相比，由于可防止发生桥臂直通的滤波电感l
a1
、l
a2
的引入，因此在实际工程中tdpgci同桥臂开关管无需设置死时间，可进一步提高逆变器的电能质量。
44.3、本发明与现有复合桥式三电平逆变器相比，由于高性能二极管d1，d2，d3，d6的引入，tdpgci续流回路负载电流不经过性能较差的开关管体二极管，可有效降低逆变器的反向恢复损耗，因此tdpgci具有高效率和高可靠性的优点。
附图说明
45.此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定。在附图中：
46.图1为现有复合式三电平桥式逆变器拓扑结构示意图。
47.图2为现有两电平全桥双降压式并网逆变器电路结构示意图。
48.图3为本发明一种两级式三电平双降压光伏并网逆变器的电路结构示意图。
49.图4为本发明一种两级式三电平双降压光伏并网逆变器模态1的电路结构示意图。
50.图5为本发明一种两级式三电平双降压光伏并网逆变器模态2的电路结构示意图。
51.图6为本发明一种两级式三电平双降压光伏并网逆变器模态3的电路结构示意图。
52.图7为本发明一种两级式三电平双降压光伏并网逆变器模态4的电路结构示意图。
53.图8为本发明一种两级式三电平双降压光伏并网逆变器模态5的电路结构示意图。
54.图9为本发明一种两级式三电平双降压光伏并网逆变器模态6的电路结构示意图。
55.图10为本发明实施例采用的单极性双载波spwm调制方法示意图。
56.图11为本发明功率开关的逻辑控制框图。
57.图12为本发明实施例中直流侧输入电压v
in
分别为55v时并网电流i
g
的波形图。
58.图13为本发明实施例中直流侧输入电压v
in
分别为100v时并网电流i
g
的波形图。
59.图14为本发明实施例中直流侧输入电压v
in
分别为300v时并网电流i
g
的波形图。
60.图15为本发明实施例中直流侧输入电压v
in
分别为600v时并网电流i
g
的波形图。
61.图16为本发明实施例中前级boost变换器输出电压v
cc
波形图。
62.图17为本发明实施例中输出电流i
g
及其fft分析波形图。
63.图18为本发明实施例中u
g
与i
g
波形图。
64.图19为本发明实施例中桥臂输出电压u
ag
示意图。
65.图20为本发明实施例中续流二极管d3电流i
d3
有效值波形图。
66.图21为本发明一种两级式三电平双降压光伏并网逆变器的控制系统结构示意图。
具体实施方式
67.为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。
68.在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的结构、电路、材料或方法。
69.在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和、或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的示图都是为了说明的目的，并且示图不一定是按比例绘制的。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。
70.在本发明的描述中，术语“前”、“后”、“左”、“右”、“上”、“下”、“竖直”、“水平”、“高”、“低”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明保护范围的限制。
71.实施例1
72.如图1至图20所示，本发明一种两级式三电平双降压光伏并网逆变器，如图3所示，
的阴极与所述功率开关管s5的集电极连接。
83.本发明为了降低控制难度，且适应太阳能电池输出电压范围较宽的特点，提出一种“升压变换器+复合三电平双降压光伏并网逆变器”的新型两级式三电平双降压光伏并网逆变器拓扑如图3所示。如图3中所示新型逆变器拓扑由前级boost变换器+后级复合三电平双降压光伏并网逆变器构成。
84.本实施例中，s1～s7为功率开关管igbt；d1～d7为独立的高性能二极管。v
cc
为直流侧电压，即v
cc
为前级boost变换器的输出电压，并作为后级复合三电平双降压光伏并网逆变器的直流电压源；a，g分别为桥臂中点；c1、c2为直流侧支撑电容；l
a1
、l
a2
可防止发生桥臂直通的滤波电感；l
d
为直流侧储能电感；l为网侧滤波电感；v
in
为光伏直流输入电压；v
cc
为boost变换器输出电压；i
g
为并网电流；u
g
为电网电压。
85.本发明一种两级式三电平双降压光伏并网逆变器，(1)与现有复合桥式三电平逆变器相比，由于可防止发生桥臂直通的滤波电感l
a1
、l
a2
的引入，因此在实际工程中tdpgci同桥臂开关管无需设置死时间，可进一步提高逆变器的电能质量。(2)与现有复合桥式三电平逆变器相比，由于高性能二极管d1，d2，d3，d6的引入，tdpgci续流回路负载电流不经过性能较差的开关管体二极管，可有效降低逆变器的反向恢复损耗，因此tdpgci具有高效率和高可靠性的优点。(3)本发明逆变器能实现在较低输入电压下的稳定并网，解决了光伏宽范围变化下单级双降压式并网逆变器难以稳定并网的缺陷；具有较高的电能质量和降低的电压应力。
86.实施例2
87.如图1至图20所示，本实施例与实施例1的区别在于，本实施例提供一种两级式三电平双降压光伏并网逆变器的控制方法，控制方法包括：
88.通过锁相环电路pll获取负载电压u
g
(即电网电压u
g
)的相位角θ，执行程序查询对应正弦表数据sinθ，计算并网电流i
g
的参考信号i
ref
，i
ref
＝i
ref
×
sin(wt+θ)；
89.进行并网电流i
g
与其参考信号i
ref
的比较，获得i
g
与i
ref
比较后的偏差值；
90.根据所述并网电流i
g
与其参考信号i
ref
的偏差值，通过pi调节器得到调制信号u
c
；以及
91.采用单极性双载波spwm调制方法将调制信号u
c
转换为所述逆变器中功率开关管的驱动信号，从而实现所述逆变器的工作模态控制，即实现负载电压u
g
与并网电流i
g
的同相位。
92.具体实施时：可采用图10所示的调制方法(单极性双载波spwm调制方法)和图11所示的逻辑控制框图实现功率开关管s1、功率开关管s2、功率开关管s3、功率开关管s4、功率开关管s5以及功率开关管s6的导通或关断。
93.前级boost变换器采用pwm调制，其原理为现有技术，因此本发明不再赘述。后级tdpgci将调制信号u
c
整流后与两个频率、幅值相等的三角载波v
c1
和v
c2
进行比较，得到两个脉冲信号a1和b1。同时用u
c
与零电压比较得到脉冲信号c1，如图10所示。然后用这3个脉冲信号a1，b1，c1经过如图11所示的逻辑控制框图得到s1～s6的开关信号。具体地：
94.由表1可知，s1是在u
ag
＝+v
cc
或u
ag
＝
‑
0时导通，即：
95.[0096][0097]
同理，可知s4是在u
ag
＝
‑
v
cc
或u
ag
＝+0时导通，即：
[0098][0099][0100]
根据单极性调制特点可得：
[0101]
s6＝c1ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)
[0102][0103]
根据上述分析，由a1，b1，c1可得s1～s6的逻辑控制框图如图11所示。
[0104]
具体地，通过驱动信号来控制逆变器的各功率开关管s1～s6，从而实现逆变器的各工作模态控制，包括：
[0105]
设桥臂输出电流i从桥臂中点a，流向桥臂中点g为正。a、g之间的桥臂输出电压为u
ag
，u
ag
输出为
±
v
cc
、
±
v
cc
/2、0五种电平。为分析方便，把0电平分为+0和
‑
0两种。根据u
ag
的6种输出状态和流过电感电流的方向，可得6个开关模态如图4至图9所示。以下为对这6种开关模态的进行分析。
[0106]
模态1：
[0107]
当桥臂输出电流i
g
>0，s1、s2、s6导通，s3、s4、s5关断，后级三电平双降压光伏并网逆变器tdpgci工作在模态1，其等效电路如图4所示。从图4可以看出，v
cc
、c1和c2形成正向充电回路，对电容c1和c2充电。i
g
经s1、d1、l
a1
、s2、c
f
、l
a2
、s6和c1和c2形成正向充电回路，对c
f
充电，i
g
上升。同时，c
f
对u
g
供电。同桥臂的开关管s1、s2、s3、s4之间的滤波电感l
a1
可防止开关管同时导通时，开关管电流的快速变化，因此同桥臂的开关管s1、s2、s3、s4之间无需设置死区时间。同理可知，同桥臂的开关管s5、s6之间由于滤波电感l
a2
的引入，因此s5、s6也无需设置死区时间。进一步从图4可以看出，桥臂输出电压u
ag
＝v
cc
，s3和s4的电压应力为v
cc
/2。
[0108]
模态2：
[0109]
当i>0，s2、s3、s6导通，s1、s4、s5关断，后级三电平双降压光伏并网逆变器tdpgci工作在模态2，其等效电路如图5所示。从图5可以看出，i
g
流经c
f
、l
a2
、s6、c2、d4和s2形成正向放电回路，此时输出端向c2回馈能量，i
g
下降。同时c
f
向u
g
供电，u
ag
＝v
cc
/2，s1的电压应力为v
cc
/2。
[0110]
模态3：
[0111]
当i
g
>0，s3、s4、s6导通，s1、s2、s5关断，后级三电平双降压光伏并网逆变器tdpgci工作在模态3，其等效电路如图6所示。从图6可以看出，v
cc
对c1与c2充电。i
g
流经c
f
、l
a2
、s6、s4、s3形成正向续流回路，i
g
进一步下降，u
ag
＝+0，s1和s2的电压应力为v
cc
/2。同时c
f
、l和u
g
构成正向放电，c
f
向负载供电，且续流通路不通过性能较差的igbt体二极管。
[0112]
模态4：
[0113]
当i
g
<0，s3、s4、s5导通，s1、s2、s6关断，后级三电平双降压光伏并网逆变器tdpgci工作在模态4，其等效电路如图7所示。从图7可以看出，v
cc
对c1与c2充电。i
g
流经c
f
、s3、s4、c2、c1、s5、d2形成反向充电回路，i
g
反向上升，u
ag
＝
‑
v
cc
，s1和s2的电压应力为v
cc
/2。同时c
f
、l和u
g
构成反向供电；s5、d2、l
a2
和d3形成滤波电感l
a2
的续流通路，续流通路不通过性能较差的
igbt的体二极管。
[0114]
模态5：
[0115]
当i
g
<0，s2、s3、s5导通，s1、s4、s6关断，后级三电平双降压光伏并网逆变器tdpgci工作在模态5，其等效电路如图8所示。从图8可以看出，i
g
流经c
f
、s3、d5、c1、s5和d2形成反向放电回路，i
g
反向下降。同时c
f
向u
g
供电，u
ag
＝
‑
v
cc
/2，s1和s4的电压应力为v
cc
/2。
[0116]
模态6：
[0117]
当i
g
<0，s1、s2、s5导通，s3、s4、s6关断，后级三电平双降压光伏并网逆变器tdpgci工作在模态6，其等效电路如图9所示。从图9可以看出，v
cc
对c1与c2充电。i
g
流经c
f
、s2、l
a1
、d6、s5、d2形成反向续流回路，i
g
进一步反向下降，u
ag
＝
‑
0，s3和s4的电压应力为v
cc
/2。同时c
f
、l和u
g
构成反向放电，c
f
向u
g
供电；s5、d2、l
a2
和d3形成滤波电感l
a2
的续流通路，不通过性能较差的igbt体二极管。
[0118]
因此，从上述各开关模态的分析可得tdpgci开关管状态与输出电压如表1所示：
[0119]
表1 tdpgci开关管状态与输出电压
[0120][0121]
从表1可以看出，tdpgci桥臂输出电压为v
cc
，v
cc
/2，0，
‑
0，
‑
v
cc
/2，
‑
v
cc
。其中0，
‑
0输出表现为一个0电平，因此tdpgci输出电压为三电平。逆变器续流通路不通过性能较差的igbt体二极管，减小了反向恢复损耗，可提高tdpgci可靠性和效率。
[0122]
本实施例中，为了验证两级式三电平双降压光伏并网逆变器拓扑的正确性，搭建了基于matlab/simulink的电路仿真模型，输出功率p
w
＝0.7kw，其它电路参数如表2所示。
[0123]
表2电路仿真参数
[0124]
参数数值参数数值v
in
/v55～300c1＝c2/uf1000f/hz50l
a1
＝l
a2
/uh20f
s
/khz5l/mh59c
f
/uf1.3l
d
/mh1.5
[0125]
直流侧输入电压v
in
分别为55v，100v，300v和600v时，并网电流i
g
的波形分别如图12至图15所示。从图中可以看出i
g
的为稳定的正弦波形，因此当v
in
为55v～600v范围内均能实现稳定逆变并网。
[0126]
图16为v
in
＝300v时，且v
ref
＝485v时，前级boost变换器直流输出电压v
cc
的波形，从图中可以看出v
cc
的平均值约为485v。
[0127]
图17为v
in
＝300v时，i
g
及其fft分析，从图中可以看出，i
g
为稳定正弦波形，总谐波
畸变率thd约为3.30％。
[0128]
图18为v
in
＝300v时，负载电压u
g
和i
g
的波形，从图中可以看出，u
g
和i
g
保持同相位，u
g
的幅值约为100v，i
g
的幅值约为6a。因此，本发明提出的两级式三电平双降压并网逆变器及其控制器能实现稳定的逆变，且系统具有较高的功率因数和较低的thd。
[0129]
两级式三电平双降压光伏并网逆变器桥臂输出电压u
ag
的波形如图19所示，从图中可以看出，u
ag
为稳定的三电平，输出电压电平分别约为485v，243v，0v，
‑
243v，
‑
485v。
[0130]
两级式三电平双降压光伏并网逆变器续流二极管d3电流i
d3
有效值波形如图20所示，从图中可以看出，续流二极管的最大瞬时有效值达到了约36a。若该电流通过性能较差的igbt体二极管，会损坏igbt。htdihr续流回路不通过igbt体二极管，续流二极管可通过选择高性能的二极管，这样即可提高逆变器的可靠性。
[0131]
综上，本发明实现的有效效果包括：(1)两级式三电平双降压光伏并网逆变器能实现在较低输入电压下的稳定并网，解决了光伏宽范围变化下单级双降压式并网逆变器难以稳定并网的缺陷。(2)采用单性双载波spwm调制的后级三电平双降压光伏并网逆变器输出电压为
±
v
cc
、
±
v
cc
/2、0。与两电平双降压式逆变器相比，电压应力只有直流输入电压的一半，因此两级式三电平双降压光伏并网逆变器具有较高的电能质量和降低的电压应力。(3)与现有复合桥式三电平逆变器相比，由于可防止发生桥臂直通的滤波电感l
a1
、l
a2
的引入，因此在实际工程中tdpgci同桥臂开关管无需设置死时间，可进一步提高逆变器的电能质量。(4)与现有复合桥式三电平逆变器相比，由于高性能二极管d1，d2，d3，d6的引入，tdpgci续流回路负载电流不经过性能较差的开关管体二极管，可有效降低逆变器的反向恢复损耗，因此tdpgci具有高效率和高可靠性的优点。
[0132]
实施例3
[0133]
如图1至图21所示，本实施例与实施例1的区别在于，本实施例提供一种两级式三电平双降压光伏并网逆变器的控制系统，该系统包括锁相环电路、传感器、计算模块、pi调节器以及单极性双载波调制模块；
[0134]
所述锁相环电路，用于获取负载电压u
g
(即电网电压u
g
)的相位角θ，执行程序查询对应正弦表数据sinθ；
[0135]
所述传感器，用于获取所述负载电流；
[0136]
所述计算模块，用于计算并网电流i
g
的参考信号i
ref
，i
ref
＝i
ref
×
sin(wt+θ)；及进行并网电流i
g
与其参考信号i
ref
的比较，获得i
g
与i
ref
比较后的偏差值；
[0137]
所述pi调节器，用于根据所述并网电流i
g
与其参考信号i
ref
的偏差值，得到调制信号u
c
；
[0138]
所述单极性双载波调制模块，用于将调制信号u
c
与单极性三角波u
r
比较，转换为所述逆变器中功率开关管的驱动信号，并输出控制所述逆变器的功率开关管的开闭，实现负载电压u
g
与并网电流i
g
的同相位。
[0139]
具体地，为实现两级式三电平双降压光伏并网逆变器稳定的逆变，一种两级式三电平双降压光伏并网逆变器采用图21所示的直接电流控制策略。如图21中所示，一种两级式三电平双降压光伏并网逆变器的控制系统分别包括对前级boost变换器和对后级三电平双降压光伏并网逆变器的并网控制。前级boost变换器的控制过程为输出电压v
cc
与参考电压v
ref
比较再经过pi控制器得到v
k
，v
k
与三角波v
r
比较得到s7的控制信号。
[0140]
为实现两级式三电平双降压光伏并网逆变器稳定的逆变并网，后级三电平双降压光伏并网逆变器采用图21所示的直接电流控制策略。其控制过程为通过锁相环电路(pll)获取u
g
的相位角θ，执行程序查询对应正弦表数据sinθ，i
g
的参考信号则为i
ref
＝i
ref
×
sin(wt+θ)。i
g
与i
ref
比较后的偏差值，通过pi调节器得到调制信号u
c
，u
c
与单极性三角波u
r
比较产生后级三电平双降压光伏并网逆变器开关管s1～s6的驱动信号，即可实现u
g
与i
g
的同相位。
[0141]
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。