CLLC谐振变换器的自适应同步整流控制方法及系统与流程

cllc谐振变换器的自适应同步整流控制方法及系统
技术领域
1.本发明涉及双向dc
‑
dc技术领域，特别地涉及一种cllc谐振变换器的自适应同步整流控制方法及系统。


背景技术：

2.目前，双向电动汽车车载充电机的拓扑以隔离型双向dc
‑
dc变换器为主，常用的有双有源桥(dab)变换器、双向cllc谐振变换器、双向对称性clllc谐振变换器。其中双向cllc谐振变换器以其效率高、控制简单、二次侧输出emi小等优势被广泛应用在双向电动汽车充电机上。
3.现有的cllc谐振变换器由原边全桥电路、谐振腔电路和副边全桥电路组成。原边全桥电路包括四个有源功率器件；谐振腔电路包括原边谐振电感l
r
、原边谐振电容c
r1
、变压器l
m
和副边谐振电容c
r2
；副边全桥电路包括四个有源功率器件。cllc谐振变换器能实现能量的双向流动，具有全负载范围的软开关有优势。在传统的cllc谐振变换器的应用中，副边的有源功率器件不施加驱动信号，副边电流经mosfet的体二极管进行流动，从而造成了副边产生较高的损耗。因此为了进一步提高cllc谐振变换器的效率，一些同步整流的控制方法被实施。通过在副边体二极管导通时给定相对应mosfet的驱动信号，使电流流经mosfet的沟道进行流动，从而可以减小系统损耗，提高效率。
4.现有的cllc谐振变换器同步整流控制方法可分为电压检测型、电流检测型和理论计算型。电压检测型方法是通过检测mosfet漏源极电压来判断副边电流的流通方向，该方法容易受到寄生参数的影响从而造成同步整流管错误导通，影响系统的可靠性。电流检测性方法是通过在电路中增加电流传感器来检测副边电流，该方法抗扰性强，适用性好，但是对于高频应用来说，需要精度更高的电流传感装置，无形增加了系统的成本和体积。理论计算方法是通过精确的谐振参数计算从而推导出同步整流管的开通与关断，该方法需要建立准确的数学模型，实现较为复杂而且适用性较低。
5.因此，如何设计一种自适应负载大小，副边可以实现同步整流和软启动的cllc谐振变换器的方法，仍是待解决的技术问题。


技术实现要素：

6.有鉴于此，本发明提出一种cllc谐振变换器的自适应同步整流控制方法及系统，能够自适应各种负载大小，副边可以实现同步整流和软启动。
7.本发明第一方面提供了一种cllc谐振变换器的自适应同步整流控制方法，该方法包括：采样cllc谐振变换器的输出电压和电流信号，并与各自的参考信号进行比较后经pi控制得到cllc谐振变换器的原边开关器件的开关频率、导通时间及关断时间；基于cllc谐振变换器的原边谐振电容、副边谐振电容、原边谐振电感及变压器，构建cllc谐振变换器的等效电路；根据cllc谐振变换器的等效电路计算串联谐振频率；比较原边开关器件的开关频率与串联谐振频率的大小，根据比较结果以及cllc谐振变换器的原边开关器件的导通时
间和关断时间，计算cllc谐振变换器的副边开关器件的导通时间和关断时间；根据cllc谐振变换器的原边开关器件及副边开关器件的导通时间或关断时间，依次导通或关断cllc谐振变换器的原边开关器件及副边开关器件。
8.进一步的，所述cllc谐振变换器的等效电路包括原边谐振电容c
r1
、谐振电感l
r
和电感l
m
，及串联的谐振电容c
′
r2
和等效电阻r
eq
，串联的谐振电容c
′
r2
和等效电阻r
eq
的两端并联在电感l
m
的两端。
9.进一步的，所述串联谐振频率的计算方法为：
[0010][0011][0012][0013]
其中，c
′
r2
为副边等效电容，n为原副边的匝数比，g为副边谐振电容与原边谐振电容比，c
r1
为原边谐振电容，c
r2
为副边谐振电容，l
r
为原边谐振电感，f
r1
为串联谐振频率。
[0014]
进一步的，所述cllc谐振变换器的原边开关器件的导通时间和关断时间计算方法为：
[0015][0016][0017]
其中，t
on_pri
为原边开关器件的导通时间，f
s
为开关频率，d为cllc谐振变换器的占空比，d最大为0.5，t
off_pri
为原边开关器件的关断时间。
[0018]
进一步的，所述cllc谐振变换器的副边开关器件的导通时间和关断时间的计算方法为：比较cllc谐振变换器的原边开关器件的开关频率与串联谐振频率的大小；当cllc谐振变换器的原边开关器件的开关频率小于等于串联谐振频率时，将cllc谐振变换器的原边开关器件的导通时间加上死区时间和延时时间，得到cllc谐振变换器的副边开关器件的导通时间；将cllc谐振变换器的原边开关器件的关断时间减去死区时间和延时时间，得到cllc谐振变换器的副边开关器件的关断时间；当cllc谐振变换器的原边开关器件的开关频率大于串联谐振频率时，将cllc谐振变换器的原边开关器件的导通时间加上延时时间，得到cllc谐振变换器的副边开关器件的导通时间；将cllc谐振变换器的原边开关器件的关断时间减去延时时间，得到cllc谐振变换器的副边开关器件的关断时间。
[0019]
本发明第二方面提供了一种cllc谐振变换器的自适应同步整流控制系统，该系统包括：采样调节模块，用于采样cllc谐振变换器的输出电压和电流信号，并与各自的参考信号进行比较后经pi控制得到cllc谐振变换器的原边开关器件的开关频率、导通时间及关断时间；等效电路构建模块，用于基于cllc谐振变换器的原边谐振电容、副边谐振电容、原边谐振电感及变压器，构建cllc谐振变换器的等效电路；串联谐振频率计算模块，用于根据
cllc谐振变换器的等效电路计算串联谐振频率；导通时间计算模块，用于比较原边开关器件的开关频率与串联谐振频率的大小，根据比较结果以及cllc谐振变换器的原边开关器件的导通时间，计算cllc谐振变换器的副边开关器件的导通时间；关断时间计算模块，用于比较原边开关器件的开关频率与串联谐振频率的大小，根据比较结果以及cllc谐振变换器的原边开关器件的关断时间，计算cllc谐振变换器的副边开关器件的关断时间；驱动模块，用于根据cllc谐振变换器的原边开关器件的导通时间以及副边开关器件的导通时间，依次导通cllc谐振变换器的原边开关器件及副边开关器件；同时根据cllc谐振变换器的原边开关器件的关断时间以及副边开关器件的关断时间，依次关断cllc谐振变换器的原边开关器件及副边开关器件。
[0020]
上述的cllc谐振变换器的自适应同步整流控制系统及方法，首先计算串联谐振频率，通过比较开关频率和串联谐振频率的大小、及原边开关器件的导通时间和关断时间，计算得到副边开关器件的导通时间和关断时间，使得副边开关器件的开关时间和频率能自适应原边开关器件的开关时间和频率。最终副边开关器件能够实现同步整流功能，并且能自适应原边开关器件软启动过程，实现副边的软启动。
附图说明
[0021]
为了说明而非限制的目的，现在将根据本发明的优选实施例、特别是参考附图来描述本发明，其中：
[0022]
图1是cllc谐振变换器的拓扑图；
[0023]
图2是本发明实施例一提供的cllc谐振变换器的自适应同步整流控制系统的结构示意图；
[0024]
图3是cllc谐振变换器的等效电路图；
[0025]
图4是开关频率小于等于串联谐振频率时的驱动波形图；
[0026]
图5是本发明实施例二提供的cllc谐振变换器的自适应同步整流控制方法的流程图；
[0027]
图6是使用cllc谐振变换器的自适应同步整流控制方法的实验结果；
[0028]
图7是原副边对应的驱动波形图。
具体实施方式
[0029]
为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
[0030]
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0031]
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。
[0032]
图1是cllc谐振变换器的拓扑图，该电路由原边全桥电路11、谐振腔电路12和副边
全桥电路13组成。原边全桥电路11包括四个开关功率器件(q1，q2，q3和q4)；谐振腔电路12包括原边谐振电感l
r
，原边谐振电容c
r1
，变压器l
m
和副边谐振电容c
r2
；副边全桥电路13包括四个开关功率器件(q5，q6，q7和q8)。cllc谐振变换器能实现能量的双向流动，具有全负载范围的软开关有优势。在传统的cllc谐振变换器的应用中，副边的有源功率器件不施加驱动信号，副边电流经mosfet的体二极管进行流动，从而造成了副边产生较高的损耗。
[0033]
下面对cllc谐振变换器的自适应同步整流控制系统及方法。详细介绍如下。
[0034]
实施例一
[0035]
图2是本发明实施例一提供的cllc谐振变换器的自适应同步整流控制系统的结构示意图。cllc谐振变换器包括原边全桥电路11、谐振腔电路12和副边全桥电路13组成；原边全桥电路11包括四个开关器件(q1，q2，q3和q4)；谐振腔电路12包括原边谐振电感l
r
，原边谐振电容c
r1
，变压器l
m
和副边谐振电容c
r2
；副边全桥电路13包括四个开关器件(q5，q6，q7和q8)。
[0036]
如图2所示，该cllc谐振变换器的自适应同步整流控制系统包括：
[0037]
采样调节模块201，用于采样cllc谐振变换器的输出电压和电流信号，并与各自的参考信号进行比较后经pi控制得到cllc谐振变换器的原边开关器件的开关频率、导通时间及关断时间。
[0038]
等效电路构建模块202，用于基于cllc谐振变换器的原边谐振电容、副边谐振电容、原边谐振电感及变压器，构建cllc谐振变换器的等效电路。
[0039]
串联谐振频率计算模块203，用于根据cllc谐振变换器的等效电路计算串联谐振频率。
[0040]
导通时间计算模块204，用于比较原边开关器件的开关频率与串联谐振频率的大小，根据比较结果以及cllc谐振变换器的原边开关器件的导通时间，计算cllc谐振变换器的副边开关器件的导通时间。
[0041]
关断时间计算模块205，用于比较原边开关器件的开关频率与串联谐振频率的大小，根据比较结果以及cllc谐振变换器的原边开关器件的关断时间，计算cllc谐振变换器的副边开关器件的关断时间。
[0042]
驱动模块206，用于根据cllc谐振变换器的原边开关器件的导通时间以及副边开关器件的导通时间，依次导通cllc谐振变换器的原边开关器件及副边开关器件；同时根据cllc谐振变换器的原边开关器件的关断时间以及副边开关器件的关断时间，依次关断cllc谐振变换器的原边开关器件及副边开关器件。
[0043]
在本实施例中，上述的采样调节模块201计算cllc谐振变换器的原边开关器件的导通时间及关断时间的方法为：
[0044][0045][0046]
其中，t
on_pri
为原边开关器件的导通时间，f
s
为开关频率，d为cllc谐振变换器的占空比，其中d最大值为0.5，t
off_pri
为原边开关器件的关断时间。
[0047]
在本实施例中，上述的等效电路构建模块202构建cllc谐振变换器的等效电路的
具体方法为：
[0048]
通过基波分析法(fundamental harmonic approximation，fha)可以得到cllc谐振变换器的等效电路。
[0049]
图3为cllc谐振变换器等效电路的电路图。如图3所示，cllc谐振变换器的等效电路包括原边谐振电容c
r1
、谐振电感l
r
和电感l
m
，及串联的谐振电容c
′
r2
和等效电阻r
eq
，串联的谐振电容c
′
r2
和等效电阻r
eq
的两端并联在电感l
m
的两端。
[0050]
在本实施例中，上述的串联谐振频率计算模块203计算串联谐振频率的具体方法为：
[0051][0052][0053][0054]
其中，c
′
r2
为副边等效电容，n为原副边的匝数比，g为副边谐振电容与原边谐振电容比，c
r1
为原边谐振电容值，c
r2
为副边谐振电容值，l
r
为原边谐振电感值，f
r1
为串联谐振频率。
[0055]
在本实施例中，上述的导通时间计算模块204计算cllc谐振变换器的副边开关器件的导通时间的具体方法为：
[0056]
(1)根据开关频率f
s
，计算cllc谐振变换器的开关器件(q1和q4)的导通时间。
[0057]
先根据原边开关器件的开关频率f
s
，计算原边开关器件q1的导通时间，开关器件q1与q3的驱动信号互补，开关器件q1与q4的驱动信号相同，开关器件q2与q3的驱动信号相同。
[0058]
原边开关器件q1的导通时间的计算方法为：
[0059][0060]
其中，t
on_pri
为原边开关器件的导通时间，f
s
为开关频率，d为cllc谐振变换器的占空比，其中d最大值为0.5。
[0061]
(2)比较原边开关器件的开关频率f
s
与串联谐振频率f
r1
的大小，
[0062]
(3)当原边开关器件的开关频率f
s
≤串联谐振频率f
r1
时，将cllc谐振变换器的原边开关器件q1的导通时间加上死区时间t
dead
和延时时间t
delay
，得到cllc谐振变换器的副边开关器件q5的导通时间。开关器件q5的驱动信号与q7互补，开关器件q5的驱动信号与q8相同，开关器件q6与q7的驱动信号相同。当原边开关器件的开开关频率f
s
≤串联谐振频率f
r1
时，开关器件q1和q4，开关器件q2和q3，开关器件q5和q8，开关器件q6和q7的驱动波形如图4所示。
[0063]
其中，cllc谐振变换器的副边开关器件q5的导通时间为：
[0064]
t
on_sec
＝t
on_pri
+t
dead
+t
delay
[0065]
其中，t
on_pri
为原边开关器件的导通时间，t
dead
为死区时间，t
delay
为延时时间，t
on_sec
为副边开关器件的导通时间。
[0066]
(4)当原边开关器件的开关频率f
s
＞串联谐振频率f
r1
时，将cllc谐振变换器的原
边开关器件q1的导通时间加上延时时间t
delay
，得到cllc谐振变换器的副边开关器件q5的导通时间。开关器件q5的驱动信号与q7互补，开关器件q5的驱动信号与q8相同，开关器件q6与q7的驱动信号相同。
[0067]
其中，cllc谐振变换器的副边开关器件q5的导通时间为：
[0068]
t
on_sec
＝t
on_pri
+t
delay
[0069]
其中，t
on_pri
为原边开关器件的导通时间，t
delay
为延时时间，t
on_sec
为副边开关器件的导通时间。
[0070]
在本实施例中，上述的关断时间计算模块205计算cllc谐振变换器的副边开关器件的关断时间的具体方法为：
[0071]
(1)根据原边开关器件的开关频率f
s
，计算cllc谐振变换器原边开关器件(q1和q4)的关断时间。
[0072]
先根据开关频率f
s
，计算原边开关器件q1的关断时间。开关器件q1与q3的驱动信号互补，开关器件q1与q4的驱动信号相同，开关器件q2与q3的驱动信号相同。
[0073]
原边开关器件q1的关断时间的计算方法为：
[0074][0075]
其中，t
off_pri
为原边开关器件的关断时间，f
s
为开关频率，d为cllc谐振变换器的占空比，其中d最大值为0.5。
[0076]
(2)比较原边开关器件的开关频率f
s
与串联谐振频率f
r1
的大小。
[0077]
(3)当原边开关器件的开关频率f
s
≤串联谐振频率f
r1
时，将cllc谐振变换器的原边开关器件q1的关断时间减去死区时间t
dead
和延时时间t
delay
，得到cllc谐振变换器副边开关器件q5的关断时间。开关器件q5的驱动信号与q7互补，开关器件q5的驱动信号与q8相同，开关器件q6与q7的驱动信号相同。当开关频率f
s
≤串联谐振频率f
r1
时，开关器件q1和q4，开关器件q2和q3，开关器件q5和q8，开关器件q6和q7的驱动波形如图4所示。
[0078]
其中，cllc谐振变换器的副边开关器件q5的关断时间为：
[0079]
t
off_sec
＝t
off_pri
‑
t
dead
‑
t
delay
[0080]
其中，t
off_pri
为原边开关器件的关断时间，t
dead
为死区时间，t
delay
为延时时间，t
off_sec
为副边开关器件的关断时间。
[0081]
(4)当原边开关器件的开关频率f
s
＞串联谐振频率f
r1
时，将cllc谐振变换器的原边开关器件q1的关断时间减延时时间t
delay
，得到cllc谐振变换器的副边开关器件q5的关断时间。开关器件q5的驱动信号与q7互补，开关器件q5的驱动信号与q8相同，开关器件q6与q7的驱动信号相同。
[0082]
其中，cllc谐振变换器的副边开关器件q5的关断时间为：
[0083]
t
off_sec
＝t
off_pri
‑
t
delay
[0084]
其中，t
off_pri
为原边开关器件的关断时间，t
delay
为延时时间，t
off_sec
为副边开关器件的关断时间。
[0085]
上述的cllc谐振变换器的自适应同步整流控制系统，首先计算串联谐振频率，通过比较开关频率和串联谐振频率的大小、及原边开关器件的导通时间，计算得到副边开关器件的导通时间；然后根据原边开关器件的关断时间，计算得到副边开关器件的关断时间，
使副边开关器件的开关时间和频率能自适应原边开关器件的开关时间和频率。
[0086]
通过上述的cllc谐振变换器的自适应同步整流控制系统，当cllc谐振变换器在启动过程中，原边开关器件软启动，副边开关器件能够自适应原边开关器件软启动过程，实现副边的软启动。
[0087]
上述的cllc谐振变换器的自适应同步整流控制系统，能够自适应各种负载大小，正向工作和反向工作时均可以实现同步整流，避免了额外的传感装置和复杂的算法，减小系统成本和体积，使同步整流控制方案更易简单实现，实用性较高。同时，副边开关器件自适应原边全桥电路中开关的软启动过程，可减小副边开关器件启动过程中的电流冲击。
[0088]
实施例二
[0089]
图5是本发明实施例二提供的cllc谐振变换器的自适应同步整流控制方法的流程图。请参阅图5，该cllc谐振变换器的自适应同步整流控制方法包括：
[0090]
s301，采样cllc谐振变换器的输出电压和电流信号，并与各自的参考信号进行比较后经pi控制得到cllc谐振变换器的原边开关器件的开关频率、导通时间及关断时间。
[0091]
s302，基于cllc谐振变换器的原边谐振电容、副边谐振电容、原边谐振电感及变压器，构建cllc谐振变换器的等效电路。
[0092]
s303，根据cllc谐振变换器的等效电路计算串联谐振频率。
[0093]
s304，比较原边开关器件的开关频率与串联谐振频率的大小，根据比较结果以及cllc谐振变换器原边开关器件的导通时间和关断时间，计算cllc谐振变换器副边开关器件的导通时间和关断时间。
[0094]
s305，根据cllc谐振变换器原边开关器件的导通时间以及副边开关器件的导通时间，依次导通cllc谐振变换器原边开关器件及副边开关器件；同时根据cllc谐振变换器原边开关器件的关断时间以及副边开关器件的关断时间，依次关断cllc谐振变换器原边开关器件及副边开关器件。
[0095]
具体地，cllc谐振变换器的等效电路的构建方法具体为：
[0096]
通过基波分析法(fundamental harmonic approximation，fha)可以得到cllc谐振变换器的等效电路。cllc谐振变换器的等效电路包括原边谐振电容c
r1
、谐振电感l
r
和电感l
m
，及串联的谐振电容c
′
r2
和等效电阻r
eq
，串联的谐振电容c
′
r2
和等效电阻r
eq
的两端并联在电感l
m
的两端。
[0097]
串联谐振频率的具体方法为：
[0098][0099][0100][0101]
其中，c
′
r2
为副边等效电容，n为原副边的匝数比，g为副边谐振电容与原边谐振电容比，c
r1
为原边谐振电容值，c
r2
为副边谐振电容值，l
r
为原边谐振电感值，f
r1
为串联谐振频率。
[0102]
cllc谐振变换器的副边开关器件的导通时间的具体方法为：
[0103]
(4
‑1‑
1)根据开关频率f
s
，计算cllc谐振变换器的开关器件(q1和q4)的导通时间。
[0104]
先根据开关频率f
s
，计算原边开关器件q1的导通时间，开关器件q1与q3的驱动信号互补，开关器件q1与q4的驱动信号相同，开关器件q2与q3的驱动信号相同。
[0105]
原边开关器件q1的导通时间的计算方法为：
[0106][0107]
其中，t
on_pri
为原边开关器件的导通时间，f
s
为开关频率，d为cllc谐振变换器的占空比，其中d最大值为0.5。
[0108]
(4
‑1‑
2)比较原边开关器件的开关频率f
s
与串联谐振频率f
r1
的大小，
[0109]
(4
‑1‑
3)当原边开关器件的开关频率f
s
≤串联谐振频率f
r1
时，将cllc谐振变换器的原边开关器件q1的导通时间加上死区时间t
dead
和延时时间t
delay
，得到cllc谐振变换器的副边开关器件q5的导通时间。开关器件q5的驱动信号与q7互补，开关器件q5的驱动信号与q8相同，开关器件q6与q7的驱动信号相同。
[0110]
其中，cllc谐振变换器的副边开关器件q5的导通时间为：
[0111]
t
on_sec
＝t
on_pri
+t
dead
+t
delay
[0112]
其中，t
on_pri
为原边开关器件的导通时间，t
dead
为死区时间，t
delay
为延时时间，t
off_sec
为副边开关器件的导通时间。
[0113]
(4
‑1‑
4)当原边开关器件的开关频率f
s
＞串联谐振频率f
r1
时，将cllc谐振变换器的原边开关器件q1的导通时间加上延时时间t
delay
，得到cllc谐振变换器的副边开关器件q5的导通时间。开关器件q5的驱动信号与q7互补，开关器件q5的驱动信号与q8相同，开关器件q6与q7的驱动信号相同。
[0114]
其中，cllc谐振变换器的副边开关器件q5的导通时间为：
[0115]
t
on_sec
＝t
on_pri
+t
delay
[0116]
其中，t
on_pri
为原边开关器件的导通时间，t
delay
为延时时间，t
off_sec
为副边开关器件的导通时间。
[0117]
cllc谐振变换器副边开关器件的关断时间的具体方法为：
[0118]
(4
‑2‑
1)根据原边开关器件的开关频率f
s
，计算cllc谐振变换器的开关器件(q1和q4)的关断时间。
[0119]
先根据原边开关器件的开关频率f
s
，计算原边开关器件q1的关断时间。开关器件q1与q3的驱动信号互补，开关器件q1与q4的驱动信号相同，开关器件q2与q3的驱动信号相同。
[0120]
原边开关器件q1的关断时间的计算方法为：
[0121][0122]
其中，t
off_pri
为原边开关器件的关断时间，f
s
为开关频率，d为cllc谐振变换器的占空比，其中d最大值为0.5。
[0123]
(4
‑2‑
2)比较原边开关器件的开关频率f
s
与串联谐振频率f
r1
的大小，
[0124]
(4
‑2‑
3)当原边开关器件的开关频率f
s
≤串联谐振频率f
r1
时，将cllc谐振变换器的原边开关器件q1的关断时间减去死区时间t
dead
和延时时间t
delay
，得到cllc谐振变换器的
副边开关器件q5的关断时间。开关器件q5的驱动信号与q7互补，开关器件q5的驱动信号与q8相同，开关器件q6与q7的驱动信号相同。
[0125]
其中，cllc谐振变换器的副边开关器件q5的关断时间为：
[0126]
t
off_sec
＝t
off_pri
‑
t
dead
‑
t
delay
[0127]
其中，t
off_pri
为原边开关器件的关断时间，t
dead
为死区时间，t
delay
为延时时间，t
off_sec
为副边开关器件的关断时间。
[0128]
(4
‑2‑
4)当原边开关器件的开关频率f
s
＞串联谐振频率f
r1
时，将cllc谐振变换器的原边开关器件q1的导通时间减延时时间t
dead
，得到cllc谐振变换器的副边开关器件q5的导通时间。开关器件q5的驱动信号与q7互补，开关器件q5的驱动信号与q8相同，开关器件q6与q7的驱动信号相同。
[0129]
其中，cllc谐振变换器的副边开关器件q5的关断时间为：
[0130]
t
off_sec
＝t
off_pri
‑
t
delay
[0131]
其中，t
off_pri
为原边开关器件的导通时间，t
delay
为延时时间，t
off_sec
为副边开关器件的导通时间。
[0132]
上述的cllc谐振变换器的自适应同步整流控制系统，首先计算串联谐振频率，通过比较开关频率和串联谐振频率的大小、及原边开关器件的导通时间，计算得到副边开关器件的导通时间；然后根据原边开关器件的关断时间，计算得到副边开关器件的关断时间，使副边开关器件的开关时间和频率能自适应原边开关器件的开关时间和频率。
[0133]
在本实施例中，将在6.6kw cllc谐振变换器使用上述自适应同步整流控制方法。所测试的开关频率范围为200khz
‑
400khz，输入电压范围为380vdc
‑
700vdc，输出电压为240vdc
‑
420vdc。电路拓扑与图1一致。图6是使用cllc谐振变换器的自适应同步整流控制方法的实验结果。图7是原副边对应的驱动波形图。
[0134]
通过上述的cllc谐振变换器的自适应同步整流控制方法，副边不仅能实现同步整流功能，而且当cllc谐振变换器在在原边软启动时，副边开关器件能够自适应原边开关器件软启动过程，进而实现副边的软启动。
[0135]
上述的cllc谐振变换器的自适应同步整流控制方法，副边能够自适应负载大小实现同步整流，避免了额外的传感装置和复杂的算法，减小系统成本和体积，使同步整流控制方案更易简单实现，实用性较高。同时，副边开关器件自适应原边开关器件的软启动过程，可减小副边电路在启动过程中的电流冲击。
[0136]
上述具体实施方式，并不构成对本发明保护范围的限制。本领域技术人员应该明白的是，取决于设计要求和其他因素，可以发生各种各样的修改、组合、子组合和替代。任何在本发明的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明保护范围之内。