控制电路以及应用其的开关变换器的制作方法

本发明涉及电力电子技术，具体涉及开关变换器以及其控制电路。

背景技术

目前开关变换器被广泛用于对市电交流功率进行整流并提供负载所需直流电压。开关变换器具有磁性元件，在开关管导通时在磁性元件中储存能量，在开关管关断时将磁性元件中储存的能量输送到负载的功率变换器。当开关管按硬开关模式工作时，在导通过程中电压下降和电流上升的波形有交叠，因而开通损耗大。现有技术中通常采用有源箝位回收磁性元件中能量以提高效率。

通常主开关管和辅助开关管以互补方式交替导通和关断。在主开关管关断期间，辅助开关管导通，从而形成附加的吸收电路，以吸收磁性元件中储存的能量，因而可以抑制尖刺电压的产生。由于主开关管和辅助开关管以互补方式交替导通和关断，检测方式和控制方法相对复杂。另外当开关变换器输入交流电压时，辅助开关管的导通时间无法跟随交流输入电压变化，导致主开关管零电压开通不稳定，从而影响开关变换器的效率。

技术实现要素：

鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种新型的开关变换器及其控制电路，在宽输入电压范围内利用吸收电路将储存在主开关管和辅助开关的寄生电容中的能量返回电网，以减小主开关管在导通时的两个功率端之间的电压，同时回收漏感能量并改善电磁干扰。

根据本发明的一方面提供一种控制电路，所述开关变换器包括主开关管和辅助开关管，其特征在于，

在所述主开关管关断期间，所述主开关管的结电容进行充电和放电，所述控制电路根据所述结电容上充电电荷和放电电荷之间的差异调整所述辅助开关管的导通时间。

优选地，当所述结电容上的充电电荷大于放电电荷时，所述控制电路增加所述辅助开关管的导通时间；当所述结电容上的充电电荷小于放电电荷时，所述控制电路减小所述辅助开关管的导通时间；当所述结电容上的充电电荷等于放电电荷时，所述控制电路维持所述辅助开关管的导通时间不变。

优选地，所述控制电路包括检测电路，接收表征所述结电容上电压变化的采样信号，并根据主管导通信号产生表征所述结电容上充电电荷和放电电荷之间的差异的检测信号。

优选地，所述控制电路包括辅管控制电路，用以产生辅管导通信号，并且根据所述检测信号和第一基准信号之间的误差产生误差信号以调节所述辅助开关管的导通时间。

优选地，所述辅管控制电路根据所述误差信号调节所述辅助开关管的导通时间，

当所述误差信号增大时，所述控制电路增大所述辅助开关管的导通时间；当所述误差信号减小时，所述控制电路减小所述辅助开关管的导通时间。

优选地，所述开关变换器包括：

磁性元件，与所述主开关管耦接；以及

采样电路，被配置为产生表征所述结电容上电压变化的采样信号。

优选地，所述采样电路耦接至所述主开关管的一功率端,用以采样所述结电容上电压变化以产生所述采样信号。

优选地，所述采样电路耦接至所述磁性元件的一端，用以采样所述磁性元件上电压变化以产生所述采样信号。

优选地，所述采样电路耦接至所述辅助开关管的一功率端，用以采样所述辅助开关管的两功率端的电压变化以产生所述采样信号。

优选地，所述开关变换器包括副边二极管，所述采样电路耦接至所述副边二极管的一端，用以采样所述副边二极管上电压变化以产生所述采样信号。

优选地，所述采样电路包括采样电阻，其第一端耦接至所述主开关管，第二端耦接至参考地，以在所述第一端产生所述采样信号。

优选地，所述采样电路包括串联连接的电容和电阻，并且在所述电容和电阻的公共连接点产生所述采样信号。

优选地，所述检测电路包括：

第一开关，其第一端接收所述采样信号，在所述主开关关断期间导通；以及

第二开关，其第一端耦接至所述第一开关的第二端，第二端耦接至参考地，在所述主开关导通期间导通，

其中所述检测信号在所述第一开关和第二开关的公共连接点产生。

优选地，所述检测电路包括：

第一开关，其第一端接收所述采样信号，所述采样信号在所述主开关关断期间作为所述检测信号。

优选地，所述辅管控制电路包括：

误差放大器，其第一输入端接收所述检测信号，第二输入端接收第一基准信号，以在输出端产生所述误差信号。

优选地，所述辅管控制电路包括：

比较电路，其第一输入端接收所述误差信号，第二输入端接收第二基准信号，通过比较所述误差信号和所述第二基准信号以调节所述辅助开关管的导通时间。

优选地，所述检测电路在所述主开关管关断预定时间后根据所述采样信号产生所述检测信号。

优选地，所述检测电路在所述结电容上的电压达到阈值电压时根据所述采样信号产生所述检测信号。

根据本发明的第二方面提供一种开关变换器，包括：

功率级电路，包括主开关管，用于控制磁性元件的能量储存与传输；箝位电路，包括辅助开关管；以及

根据权利要求第一方面中任一项所述的控制电路。

优选地，所述箝位电路与所述主开关管串联连接，包括连接在所述开关变换器输入端和所述主开关管之间的辅助开关管和箝位电容。

优选地，所述箝位电路与所述主开关管并联连接，包括在所述主开关管的第一端和第二端之间串联连接的辅助开关管和箝位电容。

优选地，包括辅助绕组，其与所述开关变换器的原边绕组耦合，所述箝位电路并联连接在所述辅助绕组的两端，包括连接在所述辅助绕组的第一端和第二端之间串联连接的辅助开关管和箝位电容。

本发明实施例控制电路在主开关管处于关断状态时通过检测主开关管的结电容上的充电电荷和放电电荷之间的差异以产生检测信号，并且根据所述检测信号和基准信号之间的误差调节所述辅助开关管的导通时间。本实施中控制电路采用闭环的控制方式，利用电荷守恒的原理自适应调节辅助开关管的导通时间连续变化，控制方式简单，响应快，能够适用于宽范围交流输入电压或直流输入电压。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是本发明第一实施例的开关变换器的电路图；

图2是本发明第二实施例的开关变换器的电路图；

图3是本发明第三实施例的开关变换器的电路图；

图4是本发明实施例的控制电路的电路框图；

图5是本发明第一实施例的控制电路的电路图；

图6是本发明实施例的开关变换器的工作波形图；

图7是本发明第二实施例的控制电路的电路图；

图8是本发明第三实施例的控制电路的电路图；

图9是本发明第四实施例的控制电路的电路图；

图10是本发明第五实施例的控制电路的电路图；

图11a是本发明第四实施例的开关变换器的电路图；

图11b是本发明第五实施例的开关变换器的电路图；

图11c是本发明第六实施例的开关变换器的电路图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图1是本发明第一实施例的开关变换器的电路图。如图1所示，本发明实施例的开关变换器为反激式开关变换器，包括功率级电路、箝位电路1和控制电路100。功率级电路包括变压器T、与变压器T的原边绕组串联连接的主开关管Sm、以及与变压器T的副边绕组串联连接的副边二极管D1和输出电容Co。如图1所示，变压器T的原边绕组的第一端(例如异名端)接收输入电压Vin,变压器T的原边绕组的第二端(例如同名端)连接至主开关管Sm的第一端。主开关管Sm的第二端耦接至原边参考地。变压器T的副边绕组的第一端(例如同名端)连接至二极管D1的第一端。输出电容Co连接在二极管D1的第二端和变压器T的副边绕组的第二端(例如异名端)之间。在输出电容Co的两端提供直流输出电压Vout。箝位电路1与变压器T的主开关管Sm串联连接，包括与主开关管Sm串联连接的辅助开关管Sa和箝位电容Cc。通过设置有源箝位电路，可以降低开关管的耐压，扩大ZVS范围，从而可以使得开关变换器应用在宽输入电压范围。在图1中，变压器T的原边绕组可以等效为串联的激磁电感Lm和漏感Lk，二者分别以虚线示出。根据多种实现方式，输入电压Vin可以为未经整流的交流输入电压，例如220V的交流电(AC)，也可以为直流输入电压。

控制电路100分别连接至主开关管Sm和辅助开关管Sa，用于控制二者的导通和关断状态。在主开关管Sm的导通期间，原边电流Ip流经变压器T的原边绕组。该原边电流Ip随主开关管Sm的导通时间逐渐上升，使得变压器T储存能量。在变压器T的副边绕组上连接的二极管D1由于反向偏置而截止。在主开关管Sm的关断期间，变压器T的原边绕组的原边电流Ip减小为零，副边绕组上连接的二极管D1由于正向偏置而导通。因而，变压器T释放能量从而向输出电容Co和负载供电。

在主开关管Sm的关断期间，辅助开关管Sa导通至少一段时间，使得箝位电路开始工作。存储在变压器的漏感Lk中的能量通过辅助开关管Sa的体二极管释放到箝位电容Cc中，从而抑制漏感Lk产生的寄生振荡，即抑制尖刺电压的产生，以改善电磁干扰(Electromagnetic Interference，EMI)。

与现有技术的开关变换器的控制方式不同，根据本发明实施例的开关变换器，主开关管Sm和辅助开关管Sa不以互补导通的方式导通。在本实施例中，在主开关管Sm关断期间，主开关管的结电容进行充电和放电，控制电路100根据所述结电容上充电电荷和放电电荷之间的差异调整所述辅助开关管的导通时间。具体地，开关变换器通过采样电路产生表征主开关管Sm的结电容上电压变化的采样信号Vs。控制电路100接收采样信号Vs，并在所述主开关管关断期间根据采样信号Vs产生辅辅助开关管Sa的控制信号，以调节辅辅助开关管Sa的导通时间，使得主开关管Sm在导通前通过放电电流将所述结电容进行放电，以减小主开关管Sm在导通时两个功率端的电压，从而减小开通损耗，同时回收漏感Lk中能量并改善电磁干扰。应理解，本实施例中主开关管Sm的结电容可以是本身的寄生电容，也可以是外置在主开关管两端的等效电容。

由于所述结电容是非线性的，当所述结电容上电压比较低时，其容值较大，若主开关管完全实现零电压开通，需要辅助开关管导通时间较长，这样会导致开通损耗较大，降低电路效率。因此在实际应用中需要在效率和主开关管零电压开通之间进行折衷选择，也即为了效率最优，需要实现不完全零电压开通，本发明实施例控制电路可以根据所述结电容上的充电电荷和放电电荷之间的差异调节辅辅助开关管Sa的导通时间，使得主开关管的两功率端的电压在导通时达到预设值，以优化电路性能。

控制电路100可以采用多种形式的采样电路对所述结电容上的电压变化进行检测，从而获取结电容上的电荷变化量，并且根据结电容上的充电电荷和放电电荷之间的差异调节辅助开关管Sa的导通时间。例如，在主开关管Sm关断期间，当所述结电容上的充电电荷大于放电电荷时，说明在主开关管Sm导通前所述结电容未完全进行放电，未实现零电压开通，控制电路100需要增大辅助开关管Sa的导通时间，以增加所述结电容上的放电电荷量。当所述结电容上的充电电荷小于放电电荷时，虽然主开关管Sm实现零电压开通，但是主开关管的结电容放电能量过多，导致电路系统功耗较大，此时控制电路100可以减小辅助开关管Sa的导通时间。当所述结电容上的充电电荷等于放电电荷时，说明主开关管Sm在导通时实现了零电压开通，控制电路100可以维持辅助开关管Sa的导通时间不变。

在优选的实施例中，控制电路100根据采样信号Vs和用于控制主开关管Sm的主管导通信号产生表征主开关管Sm关断期间所述结电容上充电电荷和放电电荷之间的差异的检测信号，并根据检测信号调节辅助开关管Sa的导通时间，以减小主开关管Sm在导通时两个功率端的电压。本实施中控制电路采用闭环的控制方式，利用电荷守恒的原理自适应调节辅助开关管Sa的导通时间连续变化，控制方式简单，响应快，能够适用于宽范围交流输入电压或直流输入电压。

在其他实施例中，所述功率变换器的功率级电路可以为BUCK、BUCK-BOOST等其他拓扑，而不限于所例举的FLYBACK拓扑结构。根据不同的拓扑结构，磁性元件可以为电感，而不限于所例举的变压器。

图2是本发明第二实施例的开关变换器的电路图。如图2所示，本发明实施例的开关变换器为反激式开关变换器，包括功率级电路、箝位电路1和控制电路100。箝位电路1与主开关管Sm并联连接，包括在主开关管Sm的第一端和第二端之间串联连接的辅助开关管Sa和箝位电容Cc。

控制电路100分别连接至主开关管Sm和辅助开关管Sa，用于控制二者的导通和关断状态。第二实施例的开关变换器的功率级电路、控制电路及控制方法与根据第一实施例的开关变换器的功率级、控制电路和控制方法相同，在此不再详述。

图3是本发明第三实施例的开关变换器的电路图。如图3所示，本发明实施例的开关变换器为反激式开关变换器，包括功率级电路、箝位电路1和控制电路100。在本实施例中，辅助绕组与变压器的原边绕组耦合。箝位电路1并联连接在辅助绕组的两端，其包括在辅助绕组的第一端和第二端之间串联连接的辅助开关管Sa和箝位电容Cc。控制电路100分别连接至主开关管Sm和辅助开关管Sa，用于控制二者的导通和关断状态。第二实施例的开关变换器的功率级电路、控制电路及控制方法与根据第一实施例的开关变换器的功率级、控制电路和控制方法相同，在此不再详述。

图4是本发明实施例的控制电路的电路框图。在本实施例中控制电路包括检测电路40和辅管控制电路41。检测电路40接收表征主开关管的结电容上电压变化的采样信号Vs，并根据主管导通信号产生表征主开关管Sm关断期间所述结电容上充电电荷和放电电荷之间的差异的检测信号Vt,辅管控制电路41根据检测信号Vt调节辅助开关管Sa的导通时间，从而减小开通损耗，提高系统效率。在一种实现方式中，辅助控制电路41根据检测信号Vt和第一基准信号之间的误差产生误差信号，同时根据误差信号的变化调节辅助开关管Sa的导通时间，以减小主开关管Sm在导通时两个功率端的电压。例如，当所述误差信号增大时，辅管控制电路41增大辅助开关管Sa的导通时间，当所述误差信号减小时，辅管控制电路41减小辅助开关管Sa的导通时间，以动态调节辅助开关管的导通时间连续变化，从而能够精准地控制主开关管在导通时两个功率端的电压。

在优选的实施例中，开关变换器包括采样电路，采样电路被配置为产生表征所述结电容上电压变化的采样信号Vs。由于开关变换器在不同阶段会对所述结电容进行充电和放电，使得结电容上的电压发生变化，根据电荷平衡原理，所述结电容上的电荷Q可以表示如下：Q＝CDS*VDS，其中CDS为所述结电容的电容值，VDS为所述结电容两端的电压。因此采样电路可以通过采样电路获取表征所述结电容上电压变化的采样信号Vs。检测电路40在主开关管Sm关断期间接收采样信号Vs，以产生表征在所述主开关管关断期间所述结电容上充电电荷和放电电荷之间的差异的检测信Vt。辅管控制电路41根据表征检测信号Vt和所述第一基准信号之间误差的误差信号控制辅管导通信号G_Sa，以调节辅助开关管Sa的导通时间。在本实施例中，控制电路100还包括主管控制电路，用以产生主管导通信号G_Sm。根据开关变换器的应用环境，主开关管Sm的控制方式可以采用恒定导通时间控制，峰值电流控制方式等，在此不作限制。

图5是本发明第一实施例的控制电路的电路图。在本实施例中，主开关管Sm的漏源之间存在结电容CDS，采样电路被配置为采样电阻Rs，采样电阻Rs的第一端连接至主开关管Sm的一功率端，其第二端连接至参考地，采样电阻Rs通过采样流过结电容CDS的电流以在其第一端产生采样信号Vs。检测电路40包括受控于主管导通信号G_Sm的第一开关S1和第二开关S2，其中第一开关S1和第二开关S2互补导通。第一开关S1通过反相器B0接收主管导通信号G_Sm，第二开关S2直接受控于主管导通信号G_Sm。当主管导通信号G_Sm无效，主开关管Sm关断，第一开关S1导通，第二开关S2关断，检测电路40接收采样信号Vs，以产生检测信号Vt。

在本实施例中，辅管控制电路41包括误差放大器GM和比较器A0。误差放大器GM的第一输入端(例如同相输入端)接收检测信号Vt，第二输入端(例如反相输入端)接收第一基准信号VREF1，通过对检测信号Vt和第一基准信号VREF1之间的误差进行放大以产生误差信号Vc。电容C1耦接至误差放大器GM的输出端，用于对误差放大器GM的输出信号进行补偿以产生误差信号Vc。比较器A0的第一输入端(例如同相输入端)接收第二基准信号VREF2，第二输入端(例如反相输入端)接收误差信号Vc，通过比较误差信号Vc和第二基准信号VREF2以调节辅助开关管Sa的导通时间。在一种实现方式中，辅管控制电路41还包括导通电路和RS触发器。所述导通电路连接至RS触发器的置位端，用于产生置位信号以控制RS触发器产生辅管导通信号G_Sa，从而控制辅助开关管Sa的开通时刻。RS触发器的复位端连接至比较器A0的输出端，用于根据比较器A0的比较结果控制辅助开关管的关断时刻，以调节辅助开关管的导通时间。应理解，本实施例中，所述导通电路可以根据开关变换器的应用环境进行设置辅助开关管的导通时刻，在此不作限制。例如所述导通电路可以在主开关管Sm关断预定时间后控制辅助开关管Sa导通。

为了控制主开关管实现完全零电压开通，同时减小电路功耗，控制电路100在主开关管关断期间调节所述结电容上的充电电荷等于其放电电荷，因此在本实施例中第一基准信号VREF1可以设置为参考地。第二基准信号VREF2可以通过基准信号产生电路产生。例如第二基准信号VREF2为斜坡信号，所述基准信号产生电路在所述辅助开关管开始导通时控制一电流源对电容充电以产生所述斜坡信号，当所述斜坡信号上升至误差信号Vc时，辅管控制电路41控制所述辅助开关管关断。应理解，上述参考电压产生电路只是生成上述参考电压的其中一种电路结构，其他能够适于生成上述参考电压的电路结构均在本发明实施例的保护范围之内。

图6是本发明实施例的开关变换器的工作波形图。在本实施例中，开关变换器以上述实施例中反激变换器为例。如图6所示，t0时刻，主管导通信号G_Sm有效，主开关管Sm导通，输入电压给原边激磁电感激磁，原边电流从零线性增加，副边没有电流流过。在t1时刻，主开关管Sm关断，辅助开关管Sa也关断，进入死区时间，此时原边电流Ip需要续流，原边电流Ip给主开关管的结电容CDS充电，结电容CDS上电压VDS逐渐增大，当结电容CDS上电压VDS达到一定值时，辅助开关管的体二极管导通，原边电流通过辅助开关管的体二极管给箝位电容充电，在这个过程中，激磁电感和箝位电容进行谐振。在t2时刻，辅管导通信号G_Sa有效，辅助开关管Sa导通，此时原边电流Ip减小至零。在辅助开关管Sa的导通阶段中，存储在变压器的漏感Lk中的能量通过辅助开关管Sa的体二极管释放到钳位电容Cc中。在时刻t3，辅管导通信号G_Sa无效，辅助开关管Sa关断，此时存储在变压器T的漏感Lk和激磁电感Lm中的能量对结电容CDS放电，原边电流Ip反向。在辅助开关管Sa关断时对应激磁感负向电流越大，激磁电感Lm与结电容CDS谐振越大，主开关管Sm的漏源电压,也即结电容CDS上电压VDS减小幅度越大，能够实现主开关管Sm零电压导通。在t4时刻，结电容CDS上电压下降至零，主管导通信号G_Sm有效，控制主开关管Sm零电压开通。

在本实施例中，控制电路100在主开关管Sm关断期间通过检测主开关管的结电容上的充电电荷量Qch(如图中阴影部分所示)和放电电荷量Qdis(如图中阴影部分所示)调节辅助开关管Sa的导通时间。当充电电荷量Qch等于放电电荷量Qdis，主开关管Sm实现零电压开通，效率和性能最优；当充电电荷Qch小于放电电荷量Qdis，主开关管Sm虽然实现了ZVS开通，但是主开关管的结电容放电能量过多，此时需要减小辅助开关管Sa的导通时间。当充电电荷量Qch大于放电电荷量Qdis，主开关管Sm未实现ZVS开通，此时需要增大辅助开关管Sa的导通时间，以增大放电电荷量Qdis。

本发明实施例中采样电路和检测电路并不局限于上述实施例，可以采用多种实现方式，如图7和8所示。图7是本发明第二实施例的控制电路的电路图。在本实施例中，检测电路40包括串联连接的第一开关S1和第二开关S2，其中第一开关S1和第二开关S2互补导通。第一开关S1和第二开关S2串联连接在采样信号Vs和参考地之间。第一开关S1直接受控于主管导通信号G_Sm，第二开关S2通过反相器B1接收主管导通信号G_Sm。当主管导通信号G_Sm有效时，主开关管导通，第一开关S1导通，第二开关S2关断，辅管控制电路41中误差放大器GM的两个输入端连接，此时辅管控制电路41不工作。当主开关管关断时，第一开关S1关断，第二开关S2导通，采样信号Vs直接作为检测信号。误差放大器GM的正相输入端接收采样信号Vs，反相输入端通过第二开关S2连接至参考地。辅管控制电路41根据表征所述检测信号和参考地之间误差的误差信号Vc调节辅助开关管Sa的导通时间。应理解，本领域技术人员可以通过简单变形构建不同的检测电路以产生表征主开关管关断期间所述结电容上电荷变化量的检测信号，根据检测信号调节辅助开关管Sa的导通时间。

图8是本发明第三实施例的控制电路的电路图。在本实施例中，采样电路80连接至主开关管Sm的一功率管(例如漏极)。检测电路40和辅管控制电路41均与上述实施例相同，在此不再赘述。采样电路并联连接在串联连接的结电容CDS和采样电阻Rs的两端，以采样结电容CDS上的电压变化。在本实施例中，采样电路包括串联连接的电容C3和电阻RDS。电容C3的第一端连接至结电容CDS的第一端，电容C3的第二端与电阻RDS的第一端连接，电阻RDS的第二端连接至参考地。采样电路在电容C3和电阻RDS的公共连接点产生采样信号Vs。检测电路40根据采样信号Vs产生表征在主开关管关断期间结电容CDS上电荷变化量的检测信号Vt，辅管控制电路41根据检测信号Vt控制辅管导通信号G_Sa，以调节辅助开关管Sa的导通时间。应理解，本实施例中采样电路采用微分电路以产生表征所述结电容上电压变化的采样信号Vs，其他能够实现上述功能的采样电路结构均可用于本实施例中。另外采样电路的采样位置可以根据开关变换器的拓扑结构灵活调整，并不限于上述实施例中采样主开关管的流入电流的功率端。

为了效率最优，在实际应用中需要实现不完全零电压开通，本发明实施例控制电路可以根据所述结电容上的充电电荷和放电点电荷之间的差异控制主开关管的漏源电压在导通时达到预设值。具体地，所述控制电路通过控制检测电路40的采样时刻，以减少对所述结电容上充电电荷的检测，从而能够通过调节所述辅助开关管的导通时间控制主开关管导通时结电容CDS上的电压不完全减小至零。在优选的实施例中，检测电路40在主开关管Sm关断预定时间后根据采样信号Vs检测结电容CDS上的电荷量，以产生检测信号Vt，如图9所示。在另一优选的实施中，检测电路在所述结电容上的电压达到阈值电压时根据采样信号Vs检测所述结电容上的电荷量，以产生检测信号Vt，如图10所示。

图9是本发明第四实施例的控制电路的电路图。检测电路40包括第一开关S1，第二开关S2和延时电路，其中第一开关S1和第二开关S2互补导通。第一开关S1通过延时电路和反相器B0接收主管导通信号G_Sm，第二开关S2直接受控于主管导通信号G_Sm。当主管导通信号G_Sm无效，第二开关S2关断，第一开关S1经过延时电路产生的延时时间后导通，以延时检测电路40的检测时刻，从而减小对结电容CDS上充电电荷量的检测。检测电路40在主开关管Sm关断预定时间后根据采样信号Vs产生检测信号Vt。辅管控制电路41根据检测信号Vt控制辅管导通信号G_Sa，以调节辅助开关管Sa的导通时间。

图10是本发明第五实施例的控制电路的电路图。检测电路40包括第一开关S1，第二开关S2，误差放大器GM1和RS触发器，其中第一开关S1和第二开关S2互补导通。误差放大器GM1的第一输入端(例如正相输入端)接收结电容CDS的第一端上电压V1，第二输入端接收阈值电压ref。RS触发器的置位端连接至误差放大器GM1的输出端，其复位端接收主管导通信号G_Sm，输出端用以控制第一开关S1和第二开关S2的导通和关断。在主开关管关断期间，当结电容上的第一端上电压V1达到阈值电压ref时，第一开关S1导通，第二开关S2关断，检测电路40根据采样信号Vs产生检测信号Vt。辅管控制电路41根据检测信号Vt控制辅管导通信号G_Sa，以调节辅助开关管Sa的导通时间。

本发明实施例中采样电路的采样位置并不局限于上述实施例，可以根据开关变换器的工作原理在不同的节点采样主开关管的结电容上的电压变化，如图11a，11b，11c中所示。图11a是本发明第四实施例的开关变换器的电路图。在本实施例中，采样电路连接在磁性元件(变压器的原边绕组)的一端，用以采样所述磁性元件上的电压变化。由于在主开关管Sm关断期间，流过主开关管的结电容上的电流等于流过变压器的原边绕组的电流，因此采样电路可以直接采样变压器的原边绕组的电压变化以获取表征主开关管的结电容上电压变化的采样信号Vs。

图11b是本发明第五实施例的开关变换器的电路图。在本实施例中，采样电路连接在辅助开关管Sa的一端，用以采样辅助开关管Sa上的电压变化。由于在主开关管Sm关断期间，主开关管的结电容上充电电流和放电电流均通过辅助开关管Sa，因此采样电路可以直接采样辅助开关管Sa上的电压变化以获取表征主开关管的结电容上电压变化的采样信号Vs。

图11c是本发明第六实施例的开关变换器的电路图。在本实施例中，采样电路连接在副边二极管D1的一端，用以采样副边二极管D1上的电压变化。由于在主开关管Sm关断期间，副边绕组上连接的副边二极管D1由于正向偏置而导通，流过副边二极管D1的电流与流过主开关管的结电容上的电流成比例，因此采样电路可以直接采样副边二极管D1上的电压变化以获取表征主开关管的结电容上电压变化的采样信号Vs。

本发明实施例控制电路通过检测主开关管关断期间所述结电容上充电电荷和放点电荷之间的差异以产生检测信号，并且根据所述检测信号和基准信号之间的误差调节所述辅助开关管的导通时间，以减小主开关管在导通时两个功率管的电压，同时回收漏感能量并改善电磁干扰。本实施中控制电路采用闭环的控制方式，利用电荷守恒的原理自适应调节辅助开关管的导通时间连续变化，控制方式简单，响应快，能够适用于宽范围交流输入电压或直流输入电压。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。