一种Boost_PFC电路输出端口的过压保护电路

一种boost_pfc电路输出端口的过压保护电路
技术领域
1.本实用新型涉及供电端口的过压保护电路，特别涉及功率因数校正型开关电源前端boost_pfc升压电路输出端口的过压保护。


背景技术：

2.开关电源作为交流电转换为直流电的基础设备，已经和我们生活息息相关。
3.对于桥式整流器接电容滤波的开关电源，输入电网电流是上升和下降很陡的窄脉冲。这些电流脉冲的有效值很高，消耗功率并且产生更多的rfi/emi问题,这种电源的功率因数非常低。功率因数校正电路(pfc电路)的作用就是要消除这样的电网电流尖峰，使输入电流成为正弦形状并且和输入电压同相位，而且要得到一个相对交流输入电压峰值略高的稳定的直流电压。
4.目前关于功率因数校正最通用的技术就是在常规开关电源的桥式整流器和电容滤波器之间串入boost变换器。在整个输入电压半波时间里，boost变换器的导通时间由pfc控制芯片来控制，使输入电流变为正弦波，同时boost变换器也输出了比正弦电压峰值高的稳定直流电压。
5.在电子工业出版社《开关电源设计》第三版abraham i.pressman著，王志强等译书中第429页提供的关于boost变换器输出电压表达式(15.1)：
[0006][0007]
从以上表达式可以明确的得知。boost变换器输出电压大于交流电的峰值电压，而且占空比越大，输出电压越大。当boost变换器工作正常时，其输出电压一般在400v左右。当boost变换器的工作环路出现问题，输出电压就会异常升高。然而在boost变换器输出端口的电容滤波器其耐压值一般只有450v。为了让功率因数校正电路后续的电子元件安全可靠的工作，现有的技术做出了一些常见的防护措施。
[0008]
如图1所示，为现有pfc电路输出端口最常见也是成本最低的过压保护方案。图1电路中利用三个高压的单向稳压管作为过压保护器件。dz11、dz12、dz13的击穿电压均为150v，当电路发生过压时稳压管导通，pfc电路输出端口电压被钳制在450v左右。但是这种利用稳压管钳制电压的机理是基于稳压管导通承受大电流而实现的。稳压管在短时间内承受大电流会导致稳压管异常发热，严重时甚至会导致稳压管雪崩击穿。稳压管一当雪崩击穿就会出现长时间的短路现象，整个pfc电路的工作电流急剧上升。这种急剧上升的电流会引起开关电源供电端的跳闸现象或者损坏pfc电路中的其它电子元件。
[0009]
图2所示，为现有pfc电路输出端口过压保护的另外一种方案。这种方案的基本思路是，当pfc电路输出端口发生过压时，设法关闭pfc电路控制芯片的供电电源，让pfc电路自身失去作用。诸多类似的技术均选择切断pfc控制芯片的电源，目前为止这也是最有效的过压保护控制策略。但是图2中简单的利用电阻串r21-r25对直流母线进行采样。为了保证三极管q21在过压条件下，能够瞬速进入饱和区，电阻串回路至少要流经几百微安的电流
值。这一电流值在电阻串上产生了一定的固有损耗。
[0010]
图3为现有实用新型专利cn202633914u提出的pfc电路输出端口过压保护的方案，其电路形式相当于对图2进行了进一步的细化。该方案明确了pfc控制芯片供电电压的来源，正如图3所示开关电源的主功率变压器上增加辅助绕组，辅助绕组产生的电压经过整流滤波以后通过线性稳压器产生稳定的直流电压，该直流电压提供pfc控制芯片供电。当pfc电路的输出端口发生过压现象时，通过电阻串r31-r35分压的方式将该电压提供给比较器u31的正向输入端，此时比较器u31输出高电平，该高电平控制三极管q31闭合拉低线性稳压器调整管q32基极的电压值，切断了线性稳压器的直流输出。但是该电路仍然采用电阻串的形式直接采样pfc电源直流母线上的电压，接近400v的直流母线电压，使得电阻串联分压电路带来了一定的固有功率损耗。最重要的是该电路使用单一的比较器器件对pfc电路输出电压进行判断。判定门限电平固定，对pfc电路输出端口电压的稳定性要求很高，间接的对生产工艺以及电子元器件的精度以及使用环境都提出了苛刻的要求，更加严重的是这种单一的门限电平判定，针对高压浪涌信号同样具有采样判定的作用，容易引起pfc电源的误动作。


技术实现要素：

[0011]
(一)解决的技术问题
[0012]
针对现有技术的不足，本实用新型提供了一种boost_pfc电路输出端口的过压保护电路，解决了现有pfc电路输出端口过压保护电路在高压端口进行电阻式采样带来的较大功率损耗问题以及过压控制策略中采用单一的比较器或者三极管导致过压判定电平门限唯一的问题。
[0013]
(二)技术方案
[0014]
为实现以上目的，本实用新型通过以下技术方案予以实现：
[0015]
一种boost_pfc电路输出端口的过压保护电路，包括boost电感耦合线圈、半波整流电路、电阻分压电路、比例运算电路、rcd偏压电路、比较器电路以及三极管开关电路；所述boost电感耦合线圈同pfc升压电感绕制在同一磁芯骨架上，其输出端同半波整流电路连接；所述半波整流电路与电阻分压电路连接；所述电阻分压电路的输出同所述比例运算电路连接；所述比例运算电路的输出连接所述rcd偏压电路；所述rcd偏压电路连接所述比较器电路的正向输入端；所述比较器电路的反向输入端接参考电压源；所述比较器电路输出连接所述三极管开关电路；所述三极管开关电路的另一端连接pfc控制芯片的供电电源。
[0016]
优选的，所述半波整流电路包括第一电阻、第一二极管、第一电解电容；所述第一电阻的一端同boost电感耦合采样线圈连接；所述第一电阻的另一端同第一二极管的阳极连接；所述第一二极管的阴极与所述第一电解电容的阳极连接；所述第一电解电容的阴极接地。
[0017]
优选的，所述电阻分压电路包括第二电阻及第三电阻；所述第三电阻的一端连接所述第一二极管的阴极；所述第三电阻的另一端与所述第二电阻连接；所述第二电阻的另一端接地；所述第三电阻和所述第二电阻连接的中点作为所述电阻分压电路的输出。
[0018]
优选的，所述比例运算电路包括第一电容、第四电阻、第一运算放大器、第五电阻、第六电阻；所述第一电容的一端接地；所述第一电容的另一端接所述第四电阻的一端；所述
第一电容的另一端还与所述电阻分压电路的输出端连接；所述第四电阻的另一端连接第一运算方式器的同向输入端；所述第一运算方式器的反向输入端同所述第五电阻连接；所述第五电阻的另一端接地；所述第一运算放大器反向输入端与所述第六电阻的一端连接；所述第六电阻的另一端与所述第一运算放大器的输出端连接。
[0019]
优选的，所述rcd偏压电路包括第七电阻、第二二极管以及第二电解电容；所述第七电阻的一端连接运算放大器的供电电源vcc；所述第七电阻的另一端连接所述第二电解电容的阳极；所述第二电解电容的阴极接地；所述第二电解电容的阳极还与所述第二二极管的阳极连接；所述第二二极管的阴极与所述第一运算放大器的输出连接。
[0020]
优选的，所述比较器电路包括第二运算放大器；所述第二运算放大器的同向输入端与所述第二二极管的阳极连接；所述运算放大器的反向输入端同基准电压vref连接。
[0021]
优选的，所述三极管开关电路包括第八电阻、第一npn三极管；所述第八电阻的一端与所述比较器电路的输出连接；所述第八电阻的另一端与所述第一npn三极管的基极连接；所述第一npn三极管的射极接地；所述第一npn三极管的集电极连接pfc控制芯片的供电电源端口。
[0022]
boost_pfc电路输出端口的过压保护电路，增加boost耦合线圈用于pfc升压电感两端电压的采样，boost耦合线圈耦合得到的电压通过半波整流滤波提供给电阻分压式电路。比例运算电路可以对电阻分压式电路提供的信号进行进一步的放大，并且该放大倍数可以通过电阻进行实时的调整。比例运算电路的输出决定了rcd偏压电路电解电容上电平的状态。未发生过压时，比例运算电路的输出电压较小，rcd偏压电路的二极管正向导通。rcd偏压电路的输出小于比较器电路反向输入端的基准电压值，此时比较器电路输出为低电平。当过压现象发生时，比例运算电路的输出电平较大，二极管反向截止，此时rcd偏压电路输出电平大于比较器反向同名端的基准电压，比较器发生翻转输出高电平。该高电平通过电阻控制npn三极管闭合，从而达到了关闭pfc控制芯片供电电源的目的，进一步的关闭pfc电路的功率开关管，使整个pfc电路停止工作，pfc电路输出端口电压下降。当过压现象消失以后，比例运算电路的输出电平又会变低，rcd偏压电路的二极管再次正向导通，比较器电路输出低电平，pfc电路的控制芯片重新获得电源，pfc电路再次启动。
[0023]
(三)有益效果
[0024]
本实用新型提供了一种boost_pfc电路输出端口的过压保护电路。具备以下有益效果：
[0025]
(1)、该boost_pfc电路输出端口的过压保护电路，在pfc电路升压电感上增加boost耦合线圈，通过耦合采样线圈的低压采样改善了传统的pfc电路输出端口的高压采样方式。高压采样对电阻阻值的大小以及单个电阻功率都有苛刻的要求，而低压采样对分压电阻回路几乎没有限制，而且由于分压电阻串两端压差大量减小，耗散在分压电阻上的功率损耗也大幅度下降。
[0026]
(2)、该boost_pfc电路输出端口的过压保护电路，通过在控制策略回路中增加比例运算电路，可以将电阻分压电路提供的电压要求降低至毫伏特的级别。不但提升了过压保护电路控制的精度，而且通过比例运算电路可以动态的调整过压现象发生时过压判定电平的门限值。使整个boost_pfc电路输出过压保护电路能够使用在由于温度以及电子元器件本身差异带来的复杂多变的环境中。
附图说明
[0027]
图1为稳压管式pfc电路输出端口过压保护电路图；
[0028]
图2为三极管式pfc电路输出端口过压保护电路图；
[0029]
图3为比较器式pfc电路输出端口过压保护电路图；
[0030]
图4为本实用新型boost_pfc电路输出端口过压保护实施例电路图；
具体实施方式
[0031]
下面结合附图对本实用新型进行进一步详细的说明。
[0032]
图4为本实用新型boost_pfc电路输出端口过压保护实施电路图。如图4pfc电路升压电感l1的磁芯骨架上设置了boost耦合线圈l2；boost耦合线圈l2的一端接地；boost耦合线圈l2的另一端接电阻r1；电阻r1的另一端接二极管d1的阳极；二极管d1的阴极连接电解电容ec1的阳极以及电阻r3的一端；电解电容ec1的另一端接地；电阻r3的另一端接电阻r2的一端与电阻r4以及电容c1的一端；电阻r2、电容c1的另一端接地；电阻r4的另一端连接比例运算电路运算放大器的正向输入端；比例运算电路运算放大器的反向输入端接电阻r5的一端以及电阻r6的一端；电阻r5的另一端接地；电阻r6的另一端连接比例运算电路运算放大器的输出以及二极管d2的阴极；二极管d2的阳极接电阻r7的一端以及电解电容ec2的一端；电阻r7的另一端接供电电源vcc；电解电容ec2的另一端接地；二极管d2的阳极还连接比较器电路正向输入端；比较器电路的反向输入端接参考电压vref；比较器电路的输出接电阻r8的一端；电阻r8的另一端接三极管q1的基极；三极管q1的发射极接地；三极管q1的集电极接pfc控制芯片供电电源的端口，用于过压现象发生时拉低pfc控制芯片的供电电压。
[0033]
电路详尽的工作原理是：pfc电路正常工作时，pfc升压电感l1两端的电压伴随pfc电路功率mos管的工作状态不停的翻转。这一幅值为正不断变化的方波能够利用绕制在同一磁芯骨架上boost耦合线圈l2进行耦合。boost耦合线圈l2耦合得到幅值较小的方波电压后经整流滤波形成稳定的直流电压。该直流电压通过电阻r2和r3进行分压进入比例运算电路的同向输入端。比例运算电路对boost耦合线圈l2和分压电阻提供的电压进行一定比例的放大，控制rcd翻转电路的工作状态。当pfc电路的输出端口未发生过压时，比例运算电路输出电压较低，rcd偏压电路二极管d2正向导通，电解电容ec2阳极电压小于比较器电路反向同名端的参考电压vref，比较器电路输出为低电平，三极管q1处于断开的状态，pfc控制芯片供电电源未被拉低，整个pfc电路正常工作。当pfc电路的输出端口发生过压时，经过boost耦合线圈l2耦合的电压通过半波整流滤波以及电阻分压提供给比例运算电路以后，比例运算电路的输出电压较大，此时rcd偏压电路的二极管d2反向截止。供电电压vcc通过电阻r7给电解电容ec2充电，当充电电压大于比较器反向输入端参考电压vref时，比较器电路发生翻转，比较器输出高电平。该高电平通过电阻r8驱动三极管q1闭合，将pfc控制芯片的供电电源端口拉低，pfc控制芯片由于丢失电源而停止工作。进而整个pfc电路的停止工作，pfc电路的输出电压下降。当pfc电路输出端口的工作电压下降以后，比例运算电路输出电压变低，rcd偏压二极管d2再次正向导通，比较器电路输出低电平，pfc控制芯片正常供电，pfc电路重新启动。
[0034]
本实用新型最大的特点就是，将传统的高压采样变为耦合线圈式的低压采样，降低了分压电阻或采样电阻两端的压差，大幅度的减小了pfc电源未过压时，分压电阻两端耗
散的功率。另外本实用新型增加比例运算电路，可以利用电阻r6与电阻r5之间的比值，对pfc电路输出端口的过压信号进行动态的调整，例如在温度变化较为明显的工作场所，可以使用具有温度系数的电阻来代替电阻r6或者r5，让pfc电源输出电路的过压值伴随温度在一定范围内实现动态的变化。
[0035]
需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下。由语句“包括一个......限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素”。
[0036]
尽管已经示出和描述了本实用新型的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本实用新型的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本实用新型的范围由所附权利要求及其等同物限定。