一种双boost变换器及其调制方法与流程

1.本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其涉及一种双boost变换器及其对应的调制方法。


背景技术：

2.单相电压源逆变器(vsis)作为直流输出和交流输出的接口，在能源系统(esss)和光伏(pv)等配电系统中起着关键作用。传统的电压型逆变器是buck型dc-ac功率变换器，其直流电源电压高于交流输出峰值电压。在输入电压较低的情况下，实现电压升压变换的方法一般有两种：一种是采用工频变压器。第二种是两级光伏升压型逆变器，在逆变桥前增加一个升压型dc-dc变换器，以获得较高的交流输出电压。然而，两种方式的附加功率变换器的结果都是增加了系统的体积、重量和成本，并且由于两级变换影响了整个逆变器的转化效率，导致转化效率较低，升压变比低。另一方面，由于输入输出接地不同，在实际应用中会出现较大的泄漏电流，造成安全和电磁干扰问题。
3.近年来越来越多的学者开始将研究目光转向单级式升压逆变器。在《switched inductor z-source inverter》中，提出了一种基于z源拓扑的单级升压逆变器，其输出交流电压可能高于直流输入电压。然而，它需要由大电感和大电容组成的z源网络，并且仍然存在漏电流问题。文献《a novel single stage zero leakage current transformer-less inverter for grid connected pv systems》ieee2015，公开了一种单级逆变器，该逆变器是由反相和非反相cuk逆变器更换二极管组合而成。由于固有的cuk变换器的升降压能力，使得输出电压可以高于或低于输入电压，且该逆变器输入电流纹波较低。其不足之处在于，该逆变器出发点是为了降低光伏阵列电压转换中的泄漏电流，开关器件较多，增加了电路的体积，损耗大，降低了逆变器的效率。


技术实现要素：

4.1.发明要解决的技术问题
5.针对现有技术的升压逆变器存在升压比低，有漏电流的问题，本发明提供了一种双boost变换器及其调制方法。本发明的变换器集成度高，升压变比较高，直流侧与交流侧共接地，避免了共模干扰，不存在高频漏电流。
6.2.技术方案
7.为达到上述目的，本发明提供的技术方案为：
8.本发明的一种双boost变换器，包括功率开关管s1、s2、s3和s4，二极管d1、d2，电感l1、l2和电容c1、c2；
9.电感l1一端连接输入电源u
in
一端，电感l1另一端分别与二极管d1阳极和功率开关管s1的端子1相连；
10.二极管d1阴极分别连接功率开关管s3的端子1和电容c1一端；
11.电容c1另一端与功率开关管s1的端子2和直流侧的另一端相连；
12.电感l2一端连接输入电源u
in
一端，电感l2另一端分别与功率开关管s2的端子1和电容c2一端相连；
13.电容c2另一端与功率开关管s4的端子2和二极管d2阳极相连；
14.二极管d2阴极分别连接功率开关管s2的端子2和直流侧的另一端；
15.功率开关管s1和s2端子2，电容c1和二极管d2阴极和直流侧的另一端，以及交流侧的一端相连并且均接地；
16.功率开关管s3端子2和s4端子1及交流侧的一端连接于节点a；
17.功率开关管s1和s2的端子2、电容c1一端、二极管d2阴极、及交流侧的另一端连接于节点b；
18.节点a和b形成输出端。
19.本发明的一种双boost变换器，还包括滤波器，所述的节点a和b与滤波器的输入端连接，滤波器的输出端连接电网ug或负载ro。
20.本发明的一种双boost变换器的调制方法，根据以上所述的一种变换器，在正弦调制波正负半波内的工作原理相同；
21.当调制波大于载波时，控制功率开关管s1、s3导通，s2、s4断开，二极管d1截止，二极管d2导通，输入电源u
in
给电感l1充电；输入电源u
in
和电感l2为电容c2充电；电容c1两端电压u
c1
与输出电压uo形成闭合回路，此时输出电压幅值u
om
＝+mu
c1
，其中m为调制比；
22.当调制波小于载波时，控制功率开关管s2、s4导通，s1、s3断开，二极管d1导通，二极管d2截止，输入电源u
in
和电感l1为电容c1充电；输入电源u
in
通过开关管s2给电感l2充电；电容c2、功率开关管s2、s4与输出电压uo形成闭合回路；电容c2两端电压u
c2
为电网或负载ro供电，此时输出电压幅u
om
＝-mu
c1
；
23.电感l1和l2处于放电状态和电流断续状态，流经电感l1或l2上的电流i
l1
或i
l2
线性减少直到为零，二极管d1或d2截止。
24.本发明的一种双boost变换器，包括功率开关管s1、s2、s3、s4和s5，二极管d1，电感l1、l2和电容c1、c2；
25.电感l1一端连接输入电源u
in
一端，电感l1另一端分别与二极管d1阳极和功率开关管s1的端子1相连；
26.二极管d1阴极分别连接功率开关管s3的端子1和电容c1一端；
27.电容c1另一端与功率开关管s1的端子2和直流侧的另一端相连；
28.电感l2一端连接输入电源u
in
一端，电感l2另一端分别与功率开关管s2的端子1和电容c2一端相连；
29.电容c2另一端与功率开关管s4的端子2和功率开关管s5的端子2相连；
30.功率开关管s5的端子1分别连接功率开关管s2的端子2和直流侧的另一端；
31.功率开关管s1和s2端子2，电容c1和功率开关管s5的端子1和直流侧的另一端，以及交流侧的一端相连并且均接地；
32.功率开关管s3端子2和s4端子1及交流侧的一端连接于节点a；
33.功率开关管s1和s2的端子2、电容c1一端、功率开关管s5的端子1、及交流侧的另一端连接于节点b；
34.节点a和b形成输出端。
35.优选地，当所述的二极管d2采用功率开关管s5替代；所述的调制方法为：在工频的正半周期内，功率开关管s1、s3和s5一直工作在spwm状态，功率开关管s3与功率开关管s1工作状态相反，功率开关管s1与s5同步，功率开关管s2和s4处于关断状态处于关断状态；在工频的负半周期内，功率开关管s1、s3和s5均处于关断状态，功率开关管s2工作在spwm状态，s4处于工频导通状态。
36.本发明的一种双boost变换器的调制方法，根据以上所述的一种变换器，
37.在输出电压uo大于零的正半周，当调制波大于载波时，控制功率开关管s1、s3导通，s2、s4、s5断开，二极管d1截止，输入电源u
in
给电感l1充电；电容c1两端电压u
c1
与输出电压uo形成闭合回路，此时输出电压幅值u
om
＝+mu
c1
，其中m为调制比；
38.当调制波小于载波时，控制功率开关管s5导通，s1、s2、
.
s3、s4断开，二极管d1导通，输入电源u
in
和电感l1为电容c1充电，电感l1处于放电状态和电流断续状态；功率开关管s5和开关管s4反并联二极管d
s4
续流，输出电压幅值u
om
＝0；
39.在输出电压uo小于零的负半周，当调制波大于载波时，控制功率开关管s2、s4导通，s1、s3、s5断开，二极管d1截止，输入电源u
in
给电感l2充电，电容c2两端电压u
c2
给电网或负载ro供电，输出电压幅值u
om
＝-mu
c1
；
40.当调制波小于载波时，控制功率开关管s4导通，s1、s2、s3和s5断开，二极管d1保持截止，输入电源u
in
和电感l2为电容c2充电，电感l2处于放电状态和电流断续状态；功率开关管s5和开关管s4反并联二极管d
s4
续流，输出电压幅值u
om
＝0。
41.根据以上所述的一种双boost变换器，还包括滤波器，所述的节点a和b与滤波器的输入端连接，滤波器的输出端连接电网或负载ro。
42.3.有益效果
43.采用本发明提供的技术方案，与已有的公知技术相比，具有如下显著效果：
44.(1)本发明的一种双boost变换器，直流侧与交流侧共接地，避免了共模干扰，不存在高频漏电流；且因电容c1、c2为储能元件，起到能量转化的作用，而输出为交流，电容c1、c2的取值灵活，能为无极性电容，使得电路工作可靠、增加了电路的工作寿命。
45.(2)本发明的一种双boost变换器衍生拓扑，相对于原结构相比，仅增加了1个功率开关管，与一些h6等抑制高频漏电流的电路结构相比，功率开关管的数量较少，从而减少了功率开关管的使用，降低了损耗，提高了系统的转换效率，降低了系统成本并提高了集成度，电路占用空间小。
46.(3)本发明的一种双boost变换器，在每个工作模态中，至多有两个功率开关管工作，减小了开关管的导通损耗。
47.(4)本发明的一种双boost变换器的调制方法，在输出电压大于零的正半周期和小于零的负半周期分别工作在不同的模态，形成不同的逆变回路，可以实现升压逆变，即该逆变器能正常完成逆变功能，并有稳定的交流输出，可以达到较高的升压变比。
附图说明
48.图1为本发明一实施例的电路结构示意图；
49.图2为本发明一实施例的调制策略图；
50.图3为本发明一实施例的电路工作模态一示意图；
51.图4为本发明一实施例的电路工作模态二示意图；
52.图5为本发明一实施例的电路工作模态三示意图；
53.图6为本发明一实施例的电路工作模态四示意图；
54.图7为本发明另一种双boost变换器的电路结构示意图；
55.图8为本发明另一种双boost变换器的调制策略图；
56.图9为本发明另一种双boost变换器的电路工作模态一示意图；
57.图10为本发明另一种双boost变换器的电路工作模态二示意图；
58.图11为本发明另一种双boost变换器的电路工作模态三示意图；
59.图12为本发明另一种双boost变换器的电路工作模态四示意图；
60.图13为本发明另一种双boost变换器的电路工作模态五示意图；
61.图14为本发明另一种双boost变换器的电路工作模态六示意图；
62.图15为本发明一实施例的电路输出电流、输出电压和桥臂电压示意图；
63.图16为本发明一实施例的电路在完全dcm状态下电感电流示意图；
64.图17为电容c1＝c2＝200uf时，输出电压的thd值；
65.图18为本发明另一种双boost变换器的电路在完全dcm状态下电感电流仿真波形图；
66.图19为本发明另一种双boost变换器的电路在所提调制方式下的桥臂电压示意图。
具体实施方式
67.为进一步了解本发明的内容，结合附图和实施例对本发明作详细描述。
68.本发明中所述的第一、第二、一端、另一端等词语，是为了描述本发明的技术方案方便而设置，并没有特定的限定作用，均为泛指，对本发明的技术方案不构成限定作用。
69.本发明中功率开关管(包括功率开关管s1、s2、s3、s4和s5)可以使用mosfet器件，也可以使用igbt或三极管等其他功率开关管。当使用igbt或三极管时，功率开关管s
1-s5的端子1、3和2分别对应代表功率开关管s
1-s5的集电极、基极和发射极，当使用mosefet时，功率开关管s
1-s5的端子1、3和2分别对应代表功率开关管s
1-s5的漏极、栅极和源极。
70.滤波器输出端电压，即电网ug两端或负载ro两端的电压，记为输出电压uo，对应输出电压幅值u
om
；滤波器输出电流，即流过负载或电网的电流记为输出电流io，对应滤波器输出电流幅值为i
om
，滤波器输入电压，即电路节点a和b之间的电压为u
ab
。
71.实施例1
72.如图1所示，本实施例的一种双boost变换器，包括功率开关管s1、s2、s3和s4，二极管d1、d2，电感l1、l2和电容c1、c2；电感l1一端连接输入电源u
in
一端，电感l1另一端分别与二极管d1阳极和功率开关管s1的端子1相连；二极管d1阴极分别连接功率开关管s3的端子1和电容c1一端；电容c1另一端与功率开关管s1的端子2和直流侧的另一端相连；电感l2一端连接输入电源u
in
一端，电感l2另一端分别与功率开关管s2的端子1和电容c2一端相连；电容c2另一端与功率开关管s4的端子2和二极管d2阳极相连；二极管d2阴极分别连接功率开关管s2的端子2和直流侧的另一端；功率开关管s1和s2端子2，电容c1和二极管d2阴极和直流侧的另一端，以及交流侧的一端相连并且均接地；功率开关管s3端子2和s4端子1及交流侧的一端连
接于节点a；功率开关管s1和s2的端子2、电容c1一端、二极管d2阴极、及交流侧的另一端连接于节点b；节点a和b形成输出端。
73.进一步地，如图1所示，直流侧为直流电源u
in
，在实际应用场景中为光伏电池板的输出电压，交流侧，节点a和b并联在滤波器的输入端，滤波器的输出端与负载或电网(将转换的电能直接回馈到电网)并联，其中滤波器，对电压u
ab
进行滤波，去除谐波干扰，可以根据实际应用场景进行选择，可以为单电感滤波、lc滤波器、lcl滤波器等，滤波器的输出可以连接电网或负载。
74.为实现对直流侧的直流电源进行升压和逆变的效果，现有技术中大多数采用dc/dc变换器与逆变器串联组合的技术方案，但仍然存在功率开关器件多，损耗大，转换效率等问题，本实施例的发明人创造性地提出了一种变换器，对直流侧的直流电源u
in
进行转换，交流测输出电压幅值大于直流电源u
in
，元器件数量少，尤其是功率开关器件数量少，从而降低了开关损耗以及电路成本，且升压变比高，体积小，重量轻，可以进行更为广泛的推广应用。
75.本实施例与背景技术中的对比文献(《a novel single stage zero leakage current transformer-less inverter for grid connected pv systems》)相比，使用的开关管数量少，且该文献中有四个功率开关管处于高频状态下工作，这无疑会增大开关损耗，且降低功率开关管的使用寿命，进而降低整个升压逆变器的转换效率和使用寿命；另外该文献的功率开关管的数量比本实施例要多出一个，这无疑会增大升压逆变器的成本；而本实施例的升压逆变器的电路结构创造性的解决了以上问题，其工作模态包括模态一、模态二、模态三和模态四，详细情况如下：
76.模态一
77.结合图2和图3，开关管s1、s3导通，开关管s2、s4关断。二极管d1反向截止，二极管d2导通。电流路径如图3所示，逆变器输出电压为正，此时输出电压幅值u
om
＝+mu
c1
，其中m为调制比。此时，电感l1由输入电源u
in
充电，其电流线性增加。而由于电感l2和输入电源u
in
串联给电容c2充电，电感l2处于放电状态和电流断续状态，电感l2的电流逐渐减小。在这种状态下，储存在电容c2中的能量通过开关管s3释放到电网和电感l0。当电感器中存储的能量完全释放到电容c1时，电感l2的电流减小到零，二极管d2反向偏置截止。当开关管s1关闭时，此模态结束。
78.模态二
79.结合图2和图4，开关管s1、s3关断，开关管s2、s4导通。电流路径如图4所示。此时，电感l1和输入电源u
in
串联给电容c1充电，电感l1处于放电状态和电流断续状态，电感l1的电流逐渐减小。电感l2由输入电源u
in
充电。同时，电感l0中存储的能量通过开关管s2和开关管s4的反并联二极管释放到负载。当电感l1的电流降到零时，二极管d1反向截止。当开关管s2、s4关闭时，此模态结束。然后，在正弦波的正半周期中，循环模态一到模态二。
80.模态三
81.结合图2和图5，开关管s1、s3导通，开关管s2、s4关断。能量从直流链路传输到电网侧，如图5所示。电感l1、l2的工作原理与模态一相同，在此不再赘述。储存在电感l0中的能量仍然通过开关管s3释放到电网。当电感l2的电流减小到零时，二极管d2反偏截止。当开关s1、s3关断时，此模态结束。
82.模态四
83.结合图2和图6，开关s1、s3关断，开关管s2、s4导通。二极管d1导通，二极管d2反向偏置截止。逆变器的负输出电压由电容c2产生。电流路径如图6所示。此时，电感l2由输入电源u
in
充电，其电流线性增加。同时，电容c1由电感l1和输入电源u
in
串联充电。此外，当l1的电感电流降到零时，二极管d1截止。当开关管s2、s4关断时，此模态结束。然后，在正弦波的负半周期中，循环模态三到模态四。
84.变换器在正弦调制波正负半波内的工作原理相同，模态一中，利用二极管d2单向导通作用，形成闭合回路，输入电源u
in
存储的电能转移到电感l1上，与此同时，通过控制功率开关管s1、s3导通，将电容c1上的电能转移到输出端，经过滤波器的调制滤波作用形成输出电压uo；模态四中，利用二极管d1单向导通作用，形成闭合回路，输入电源u
in
和电感l2一起向电容c1充电，通过控制功率开关管s2、s4导通，将电容c2上的电能转移到输出端，经过滤波器的调制滤波作用形成输出电压uo。
85.升压变比分析
86.为了简化逆变器分析，做出如下假设：
87.(1)所有半导体功率器件均为理想器件。
88.(2)电容器c1、c2足够大，可以在一个开关周期内保持其电压恒定；滤波电感lo足够大，在一个开关周期，其电流在一个开关周期保持恒定。
89.(3)电感l
1(
、l2的电流工作在断续导通(dcm)模式。
90.假设功率开关管s1开通时间为t
on
，根据规则型对称采样规律，可得导通时间为：
[0091][0092]
其中m是调制比。为了简化分析，该变换器可以忽略所有元件的损耗。由于所提出的电路是对称的，输入电源u
in
产生的功率是输出功率的一半，公式可以表示为：
[0093][0094]
该逆变器的正负半周是对称的。为了简化分析，考虑了正半周期。通过在半个开关周期内应用升压电感l1的伏秒原理，可以得到以下等式：
[0095][0096]
其中u
om
是逆变器输出电压的振幅。由于输入电源u
in
的输入平均电流等于电感l1的平均电流，因此可以得出：
[0097][0098]
输出电压可以被表示为：
[0099][0100]
为了简化分析，取sin(wt)有效值为结合式(1)-(5)，所提逆变器电压增益可表示为：
[0101][0102]
相比z源逆变器拓扑结构较复杂、直流母线电压低于电容电压、电压增益受到直通占空比和调制比的限制等缺点，本实施例具有电压增益高，逆变器输入侧直流母线电压(指本实施例中电容c1、c2两端电压)的可控性提升，开关损耗小等优点，此外：
[0103]
1、本实施例的升压逆变器显著减少了元件数量，降低了系统成本并提高了集成度；
[0104]
2、与传统的两级式升压逆变器相比，不需要考虑前后级匹配的问题，且大幅提高升压比，电压可调范围广；
[0105]
3、仅采用了四个功率开关管，仅两个功率开关管工作在高频状态下，降低了开关损耗，逆变效率高；
[0106]
4、与传统的电路结构相比，并不是所有的功率开关管均并联了二极管，减少了电路元件数量，使得电路结构简单，占用空间小；
[0107]
5、电感、电容参数小，电路中直流母线电容使用无极性电容，使得电路工作可靠，增加了电路的工作寿命，降低维护管理成本；
[0108]
6、产生比输入电压高的输出交流电压；
[0109]
7、输出电压/电流的thd较低。
[0110]
实施例2
[0111]
本实施例的另一种双boost变换器，如图7所示，包括功率开关管s1、s2、s3、s4和s5，二极管d1，电感l1、l2和电容c1、c2；电感l1一端连接输入电源u
in
一端，电感l1另一端分别与二极管d1阳极和功率开关管s1的端子1相连；二极管d1阴极分别连接功率开关管s3的端子1和电容c1一端；电容c1另一端与功率开关管s1的端子2和直流侧的另一端相连；电感l2一端连接输入电源u
in
一端，电感l2另一端分别与功率开关管s2的端子1和电容c2一端相连；电容c2另一端与功率开关管s4的端子2和功率开关管s5的端子2相连；功率开关管s5的端子1分别连接功率开关管s2的端子2和直流侧的另一端；功率开关管s1和s2端子2，电容c1和功率开关管s5的端子1和直流侧的另一端，以及交流侧的一端相连并且均接地；功率开关管s3端子2和s4端子1及交流侧的一端连接于节点a；功率开关管s1和s2的端子2、电容c1一端、功率开关管s5的端子1、及交流侧的另一端连接于节点b；节点a和b形成输出端。
[0112]
本实施例还提供了上述变换器所对应的调制方法，如图8所示：在工频的正半周期内，功率开关管s1、s3和s5一直工作在spwm状态，功率开关管s3与功率开关管s5工作状态相反，功率开关管s1与s3同步，功率开关管s2和s4处于关断状态；在工频的负半周期内，功率开关管s1、s3和s5均处于关断状态，功率开关管s2工作在spwm状态，s4处于工频导通状态。
[0113]
如图8，一种单级升压逆变器的控制方法，通过控制功率开关管的导通顺序实现对单级升压逆变器的控制，包括模态a-f，分别详细描述如下：
[0114]
模态a
[0115]
在输出电压uo大于零的正半周，当调制波大于载波时，控制功率开关管s1、s3导通，s2、s4、s5断开。二极管d1断开。电流路径如图9所示。此时，输入电源u
in
向电感l1充电，流经电感l1上的电流i
l1
线性增加；同时，存储在电容器c1中的能量通过开关管s3被释放到负载和电感l0，此时输出电压幅值u
om
＝-m u
c1
，其中m为调制比。当开关管s1关闭时，此模态结束。
[0116]
模态b
[0117]
当调制波小于载波时，如图8，控制功率开关管s1、s3关断，s5导通，s2、s4保持关断，二极管d1导通。电流路径如图10所示。此时，输入电源u
in
和电感l1串联对电容c1充电，流经电感l1上的电流i
l1
线性减小。同时，存储在电感l0中的能量通过开关管s5和开关管s4的反并联二极管释放到负载。当流经电感l1上的电流i
l1
降到零时，此模态结束。
[0118]
模态c；功率开关管s1、s2、s3和s4保持断开，功率开关管s5保持接通。电流路径如图11所示。电感l1的电流为零，电感l0中存储的能量仍通过开关管s5和开关管s4的反并联二极管释放到电网。功率开关管s4、s5和滤波器形成闭合回路，滤波器为电网或负载ro供电，输出电压幅值u
om
＝0；在输出电压uo大于零的正半周，按照模态a、b和c的顺序不断重复进行工作。
[0119]
模态d
[0120]
在整个负半周期交流输出中，只有开关管s2在spwm中工作，开关管s4始终打开，控制功率开关管s1、s3、s5保持关断。当开关管s2和s4导通时，开关管s1、s3、s5关断。二极管d1断开。电流路径如图12所示。此时，输入电源u
in
向电感l2充电，流经电感l2上的电流i
l2
线性增加；同时，电容c2、功率开关管s2、s4和滤波器形成闭合回路，电容c2中存储的部分能量通过开关管s2、s4释放到负载和电感l0，此时输出电压幅值u
om
＝-m u
c1
，其中m为调制比。当功率开关管s2关断时，此模态结束。
[0121]
模态e
[0122]
当调制波小于载波时，控制功率开关管s2关断，开关管s4保持打开，开关管s1、s3和s5保持关断。电流路径如图13所示。此时，输入电源u
in
与电感l2串联对电容c2充电，流经电感l2上的电流i
l2
线性减小，电感l2处于放电状态和电流断续状态。同时，存储在电感l0中的能量通过开关管s4和开关管s5的反并联二极管释放到负载。当电感l2的电流降到零时，此模态结束。
[0123]
模态f
[0124]
开关管s1、s2和s3保持关断，开关管s4、s5保持导通。电流路径如图14所示。电感l2的电流为零，电感l0中存储的能量仍通过开关管s4和开关管s5的反并联二极管释放到负载，输出电压幅值u
om
＝0。然后，在正弦波的负半周期中，按照模态d、e和f的顺序不断重复进行工作。
[0125]
本实施例中输入电压与输出电压幅值之间的关系计算同实施例2，与传统的升压逆变器相比，变比高，可调范围大。
[0126]
本发明工作时，在输出电压大于零的正半周期和小于零的负半周期分别工作在不同的模态，形成不同的升压逆变回路。功率开关管s1的控制信号为高频开关信号，功率开关管s2在输出电压uo大于零的正半周时工作在高频状态，而在负半周期时处于关断状态；功率开关管s3和功率开关管s4采用半周期常关(开)的工作方式，减小了开关损耗；功率开关管s3和功率开关管s5的调制方式一致，使得电路结构简单，控制方便。
[0127]
该电路的控制方案也比较简单，采用传统的单闭环输出电压控制方案，使逆变器在输入电源u
in
波动较大时由于电容c1、c2电压不能突变，使电路仍能得到质量较好的输出电压uo，抗干扰能力强，稳定性好。
[0128]
经过比对，本实施例的一种单级升压逆变器的工作原理不同于传统的升压变换器
和逆变器组合的升压逆变方式，主要包括以下几点：
[0129]
1、本实施例的升压逆变器是一体的，单级的，不需要考虑升压变换器输出端和逆变器输入端之间互相匹配的问题，集成度高；
[0130]
2、传统两级串联的升压逆变器的前级升压变换器的输出端需要设置滤波器，后级逆变器输出端也需要设置滤波器，滤波器占用空间大，且设计繁琐，无疑会增大整个电路的体积及电路设计成本，本实施例的单级式升压逆变器创造性地克服了上述缺点，仅需一个滤波器，占用空间小；
[0131]
3、传统两级串联的升压逆变器还需要考虑前级输出与后级输入相匹配的问题，增大了设计成本，本实施例的单级式升压逆变器不存在这一问题；
[0132]
4、本实施例的单级式升压逆变器功率开关管的控制电路简单，设计方便，成本低，不像传统两级串联的升压逆变器，前后级需要分别控制，电路设计和控制成本高。
[0133]
与其他单级升压逆变器相比：
[0134]
1、本实施例的升压逆变器显著减少了元件数量，降低了系统成本并提高了集成度；
[0135]
2、与传统的两级式升压逆变器相比，不需要考虑前后级匹配的问题，且大幅提高升压比，电压可调范围广；
[0136]
3、仅采用了五个功率开关管，仅两个功率开关管工作在高频状态下，降低了开关损耗，逆变效率高；
[0137]
4、与传统的电路结构相比，电感、电容参数小，电路中直流母线电容使用无极性电容，使得电路工作可靠，增加了电路的工作寿命，降低维护管理成本；
[0138]
6、产生比输入电压高的输出交流电压；
[0139]
7、输出电压/电流的thd较低。
[0140]
图15为本发明实施例的电路输出电流、输出电压和桥臂电压仿真波形图，可以看出输出电压正弦度高，无畸变，同时实现了升压和逆变功能；图16为本发明实施例电感电流l1和电感电流l2的仿真波形图，可以看出该发明可以工作在dcm模式下；图17为输出电压的thd值图，thd的值仅为1.61％，可见正弦效果良好；图18为本发明另一种双boost变换器的电感电流仿真波形图，可以看出该发明也可以工作在dcm模式下；图19为本发明另一种双boost变换器的电路在所提调制方式下的桥臂电压仿真波形图，可以看出其为开关脉络波，验证了该发明的可行性。
[0141]
以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本发明的保护范围。