配网合环装备的二阶解耦双同步坐标系锁相环控制方法与流程

1.本发明涉及一种配网合环装备的二阶解耦双同步坐标系锁相环控制方法，属于配电网设备技术领域。


背景技术：

2.在“碳达峰、碳中和”的能源转型背景下，配网可再生能源及分布式发电系统的大量接入，使得配网内潮流严重不平衡，潮流转移需求日益增长。作为潮流转移控制设备，配网合环装置为一种背靠背电力电子ac-dc-ac变换器，两端并网运行，其电网同步是控制关键问题。为了保障电力系统的稳定运行以及高质量的能量传输，通常使用锁相环(phase locked loop，pll)对电网电压基波的频率和相位进行锁定，从而实现逆变器与电网的同步运行。锁相环一般利用同步坐标变换作为相角检测(phase detector，pd)单元，获取电网相角与估计相角之间的误差作为反馈，从而实现电网相角同步，因此主流的pll技术多为基于同步坐标系的锁相环技术(synchronous reference frame pll，srf-pll)。
3.单同步坐标系锁相环将三相自然坐标系下的三相电网电压经过clark和park变换到dq同步旋转标系中，通过闭环控制q轴变量为零实现锁相。传统的srf-pll在理想电网情况下具有良好的动态性能和锁相效果，但当电网电压存在不对称和谐波畸变情况时，无法准确地检测电网电压的基波相位。此外，基于双同步坐标系的锁相环(decouple double synchronousreference frame pll，ddsrf-pll)包含以正序同步转速和负序同步转速旋转的两个旋转坐标系，通过解耦网络消除由电网电压不对称所引起的dq坐标轴上的2倍频交流振荡，但其结构比较复杂且抑制谐波的能力有限。因此，有必要研究一种滤波能力更强的锁相方法。


技术实现要素：

4.在电网电压不平衡或者谐波畸变条件下，同步坐标系锁相环dq轴电压中将会出现倍频分量，即使可以通过降低锁相环的带宽来减弱这种影响，但相位中仍会包含有二倍频分量且系统的动态响应速度会降低。因此，为解决同步坐标系在电网电压不平衡和谐波畸变时锁相效果不佳的问题，本发明提供一种用于配网合环装备的二阶解耦双同步坐标系锁相环控制方法，解耦网络中采用二阶低通滤波器对解耦后的dq轴电压进行滤波，并将解耦后的正序q轴电压作为锁相环的输入，与采用一阶低通滤波器的锁相环相比具有更强的谐波抑制能力以及更快的动态调节速度，所提取的正序分量的幅值信息也更为准确，可有效提高配网装备控制性能。
5.本发明的目的通过以下技术方案予以实现：
6.所述二阶解耦双同步坐标系锁相环整体结构框图如附图1所示，输入为三相电网电压，输出为锁相环检测到的相角以及解耦滤波后正负序dq轴电压分量。具体到锁相环部分如附图2所示，输入为解耦后的正序q轴电压，输出为检测到的相角，锁相环结构主要包括鉴相器(pd)、环路滤波器(lf)以及压控振荡器(vco)。在附图2中，鉴相器(pd)与环路滤波器
(lf)相连，环路滤波器(lf)的输出加上额定电网频率ωo之后与压控振荡器(vco)相连.如图1，所述鉴相器(pd)由clark变换器、正序park变换器、负序park变换器以及解耦网络(dn)以及二阶低通滤波器(solpf)组成；所述clark变换器输入为三相电网电压，输出为α轴、β轴电压；所述正、负序park变换器输入均为clark变换器输出α轴、β轴电压；所述解耦网络(dn)输入为正序park变换器输出的正序d轴、q轴电压以及负序park变换器输出的负序d轴、q轴电压；所述二阶低通滤波器(solpf)输入为解耦单元输出电压，所述二阶低通滤波器(solpf)输出为解耦后的正负序d轴、q轴电压。
7.一种配网合环装备的二阶解耦双同步坐标系锁相环控制方法，包括以下步骤：
8.步骤1：基于三相电网电压中仅包含正负序基波分量，则三相电网电压表示为：
[0009][0010]
其中，u
abc
为三相电网电压，v
+1
为正序分量的幅值，为正序分量的初相角，v-1
为负序分量的幅值，为负序分量的初相角，ω为电网频率；
[0011]
clark变换器为三相自然坐标系到两相静止坐标系的数学变换，其变换公式如下：
[0012][0013]
其中，u
α
、u
β
为两相静止坐标中α、β轴上的电压分量，ua、ub、uc为三相电网电压，因此，将电网电压由三相自然坐标系变换至两相αβ坐标系中可得到：
[0014][0015]
其中，u
αβ
包括u
α
、u
β
两个分量；
[0016]
步骤2：正负序park变换器为两相静止坐标系到两相旋转坐标系的数学变换，其变换公式如下：
[0017][0018][0019]
其中，为正序旋转坐标中d、q轴上的电压分量，为负序旋转坐标中d、q轴上的电压分量，u
α
、u
β
为两相静止坐标中α、β轴上的电压分量，θ为锁相环输出的相角；
[0020]
正负序park变换器的输出电压表示为：
[0021][0022][0023]
其中，为正序park变换器的输出电压，为负序park变换器的输出电压，与为旋转变换矩阵，其数学表达式为：
[0024][0025]
由式(6)、(7)可得
[0026][0027][0028]
步骤3：二阶低通滤波器solpf传递函数表达式为：
[0029][0030]
其中，lpf
2rd
(s)代表传递函数的符号，下标2rd代表二阶滤波，s为拉普拉斯变换对应的复变量，ζ为阻尼比，k为自然振荡频率，kζ为特征根实部；
[0031]
步骤4：结合步骤3中的二阶低通滤波器solpf，推导解耦网络dn所对应的传递函数表达式；解耦网络dn输出的正负序d、q轴电压分别表示为：
[0032][0033][0034]
其中，包括和两个分量，其中为解耦滤波后的正序d轴上的电压分量，为解耦滤波后的正序q轴上的电压分量；包括和两个分量，其中为解耦滤波后的负序d上的电压分量，为解耦滤波后的负序q轴上的电压分量，g为二阶低通滤波矩阵，其表达式为：
[0035][0036]
根据解耦网络结构得出各信号关系如下：
[0037][0038][0039]
则正序分量的传递函数为：
[0040][0041]
其中，i为二阶单位矩阵；
[0042]
因而正序、负序分量的传递函数可表示为：
[0043][0044][0045]
其中，a，b，d分别为如下表达式：
[0046][0047][0048][0049]
步骤5：环路滤波器lf为pi调节器，传递函数为
[0050][0051]
本发明的目的还可以通过以下技术措施来进一步实现：
[0052]
进一步的，步骤3中，阻尼比ζ选为0.707，k根据调节时间t
set
＝4/kζ选择。
[0053]
进一步的，步骤5中参数k
p
、ki按照以下公式选取：
[0054]
[0055][0056]
其中，ωc为锁相环的带宽，ζ
pll
为锁相环路的阻尼系数，为电网正序基波电压的幅值，额定电网角频率ωo取为2π
×
50rad/s。
[0057]
与现有技术相比，本发明采用二阶低通滤波器替代传统解耦网络中一阶低通滤波器，对解耦后的dq轴电压进行滤波，并将解耦后的正序q轴电压作为锁相环的输入，本发明取得的有益效果为：
[0058]
1、本发明为一种用于配网合环装备的二阶解耦双同步坐标系锁相环，可以在电网电压不平衡时实现对电压正序基波电压相位和频率的准确跟踪；同时，所提出的锁相环技术在电网电压幅值突变、相位突变以及频率突变等工况下均能够获得良好的锁相效果。
[0059]
2、本发明提出的一种用于配网合环装备的二阶解耦双同步坐标系锁相环与采用一阶低通滤波器的锁相环相比具有更强的谐波抑制能力、更快的动态调节速度以及更小的相角、电压波动，所提取的正序分量的幅值信息也更为准确，可有效提高配网装备控制性能。
附图说明
[0060]
图1是本发明适用的用于配网合环装备的二阶解耦双同步坐标系锁相环控制框图；
[0061]
图2是本发明控制方法的解耦单元示意图；
[0062]
图3是本发明的双同步坐标系示意图；
[0063]
图4是本发明的锁相环结构示意图。
具体实施方式
[0064]
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明。
[0065]
本发明适用的二阶解耦双同步坐标系锁相环整体结构框图如附图1所示，输入为三相电网电压，输出为锁相环检测到的相角以及解耦滤波后正负序dq轴电压分量。具体到锁相环部分如附图4所示，输入为解耦后的正序q轴电压，输出为检测到的相角，锁相环结构主要包括鉴相器(pd)、环路滤波器(lf)以及压控振荡器(vco)。在附图4中，鉴相器(pd)与环路滤波器(lf)相连，环路滤波器(lf)的输出加上额定电网频率ωo之后与压控振荡器(vco)相连。如图1，所述鉴相器(pd)由clark变换器、正序park变换器、负序park变换器以及解耦网络(dn)以及二阶低通滤波器(solpf)组成；所述clark变换器输入为三相电网电压，输出为α轴、β轴电压；所述正、负序park变换器输入均为clark变换器输出α轴、β轴电压；所述解耦网络(dn)输入为正序park变换器输出的正序d轴、q轴电压以及负序park变换器输出的负序d轴、q轴电压；所述二阶低通滤波器(solpf)输入为解耦单元输出电压，所述二阶低通滤波器(solpf)输出为解耦后的正负序d轴、q轴电压。
[0066]
本发明的配网合环装备的二阶解耦双同步坐标系锁相环控制方法，包括以下步骤：
[0067]
步骤1：基于三相电网电压中仅包含正负序基波分量，则三相电网电压表示为：
[0068][0069]
其中，u
abc
为三相电网电压，v
+1
为正序分量的幅值，为正序分量的初相角，v-1
为负序分量的幅值，为负序分量的初相角，ω为电网频率；
[0070]
clark变换器为三相自然坐标系到两相静止坐标系的数学变换，其变换公式如下：
[0071][0072]
其中，u
α
、u
β
为两相静止坐标中α、β轴上的电压分量，ua、ub、uc为三相电网电压，因此，将电网电压由三相自然坐标系变换至两相αβ坐标系中可得到：
[0073][0074]
其中，u
αβ
包括u
α
、u
β
两个分量；
[0075]
步骤2：如图3所示，正负序park变换器为两相静止坐标系到两相旋转坐标系的数学变换，其变换公式如下：
[0076][0077][0078]
其中，为正序旋转坐标中d、q轴上的电压分量，为负序旋转坐标中d、q轴上的电压分量，u
α
、u
β
为两相静止坐标中α、β轴上的电压分量，θ为锁相环输出的相角；
[0079]
正负序park变换器的输出电压表示为：
[0080][0081][0082]
其中，为正序park变换器的输出电压，为负序park变换器的输出电压，与为旋转变换矩阵，其数学表达式为：
[0083]
[0084]
由式(6)、(7)可得
[0085][0086][0087]
步骤3：二阶低通滤波器solpf传递函数表达式为：
[0088][0089]
其中，lpf
2rd
(s)代表传递函数的符号，下标2rd代表二阶滤波，s为拉普拉斯变换对应的复变量，ζ为阻尼比，k为自然振荡频率，kζ为特征根实部；阻尼比选为0.707，而自然振荡频率要在综合考虑系统动态响应速度与超调量的基础上合理选取，当k过小时系统响应速度较慢，而当k过大时，系统超调量增加且出现振荡。实际应用时k根据调节时间t
set
＝4/kζ选择；
[0090]
步骤4：如图2所示，结合步骤3中的二阶低通滤波器solpf，推导解耦网络dn所对应的传递函数表达式；解耦网络dn输出的正负序d、q轴电压分别表示为：
[0091][0092][0093]
其中，包括和两个分量，其中为解耦滤波后的正序d轴上的电压分量，为解耦滤波后的正序q轴上的电压分量；包括和两个分量，其中为解耦滤波后的负序d上的电压分量，为解耦滤波后的负序q轴上的电压分量，g为二阶低通滤波矩阵，其表达式为：
[0094][0095]
根据解耦网络结构得出各信号关系如下：
[0096][0097][0098]
则正序分量的传递函数为：
[0099][0100]
其中，i为二阶单位矩阵；
[0101]
因而正序、负序分量的传递函数可表示为：
[0102][0103][0104]
其中，a，b，d分别为如下表达式：
[0105][0106][0107][0108]
步骤5：环路滤波器lf为pi调节器，传递函数为
[0109][0110]
其中参数k
p
、ki按照以下公式选取：
[0111][0112][0113]
其中，ωc为锁相环的带宽，ζ
pll
为锁相环路的阻尼系数，为电网正序基波电压的幅值，额定电网角频率ωo取为2π
×
50rad/s。
[0114]
除上述实施例外，本发明还可以有其他实施方式，凡采用等同替换或等效变换形成的技术方案，均落在本发明要求的保护范围内。